交直型電力機車均采用單相的整流裝置。本節(jié)將首先討論電力機車上常用的單相整流電路的型式、工作原理及參數(shù)計算，進而分析相控調(diào)壓的工作原理及特點，引出機車功率因數(shù)及其補償問題。

　　一、單相不控整流電路

　　有級調(diào)速的電力機車采用不控整流電路，如SS1型電力機車。根據(jù)整流元件與變壓器繞組連接方式的不同，分為中點抽頭式(簡稱中抽式)和橋式整流電路兩種。

　　(一)中抽式不控整流電路

　　為了討論分析問題方便，我們設(shè)定：

　　(1)牽引變壓器繞組的阻抗為零(即不計電阻值和漏抗)。

　　(2)整流元件為理想元件(即元件的閾值電壓和正向壓降為零，反向漏電流為零)

　　(3)直流回路平波電抗器電感為無限大。

　　如圖2-13所示的中抽式不控整流電路，當變壓器的二次側(cè)繞組輸出電壓為： ，則變壓器一次側(cè)電流iT，二次側(cè)電流i2，整流元件電流iD1、iD2均為方波。同時電流i2由一組整流元件轉(zhuǎn)移到另一組整流元件的過程(即換相)是瞬時完成的，即在ωt=nπ (n=1、2、3……)瞬時完成。整流電流id(當直流電路有m臺牽引電動機并聯(lián)工作時，id=mia)和牽引電動機電流ia均為直流。而整流電壓Ud為半波正弦波，波形如圖2-14所示。

　　圖2-13　單相中抽式不控整流線路

　　1.整流電壓Ud

　　中抽式整流電路工作時，變壓器二次側(cè)兩相繞組ao、bo輪流向負載電路供電，整流電壓值為：

　　圖2-14　中抽式不控整流線路波形圖

        (2-15)

　　從圖2-14(b)我們可以直觀地了解到Ud為一脈動電壓，如果將其按富氏級數(shù)分解，則為一直流分量和一系列高次諧波分量，即

　　(2-16)

　　整流輸出電壓的平均值(負載電壓平均值)

　　(2-17)

　　比較式(2-16)、式(2-17)可知，整流電壓ud的直流分量即為不控整流電路輸出的平均電壓Ud，稱為理想空載直流電壓Ud0：

　　(2-18)

　　由此得出變壓器二次側(cè)每相繞組電壓有效值：

　　(2-19)

　　2.整流輸出電流平均值Id

　　由歐姆定律確定

　　整流輸出電流的有效值即變壓器次邊繞組電流的有效值I2，根據(jù)發(fā)熱等效原理有：

        

　　所以

　　(2-20)

　　由于變壓器次邊繞組中流過電流的波形為一方波，若忽略變壓器磁化電流，原邊電流也為一方波，其電流有效值為IT=Id/KT，KT為變壓器變比。

　　3.整流元件參數(shù)確定

　　因為流過整流元件的電流與變壓器次邊繞組電流相同，故其電流有效值為I2=ID1=ID2=0.707Id。由于中抽式電路的整流元件在一個周波內(nèi)只導(dǎo)通半個周波，故流過整流元件的平均電流Ipj=1/2Id，根據(jù)整流元件額定電流Ie的定義(一般標明為額定正向平均電流，它的含義是指該元件在符合規(guī)定的條件下，電流為正弦半波時所允許通過的電流平均值)。 ，可以得出，中抽式整流電路整流元件能承受電流有效值為額定電流的1.57倍，即

　　(2-21)

　　中抽式整流電路整流元件承受的反向電壓，從工作原理知道，當一臂整流元件D1導(dǎo)通時，另一臂整流元件D2即承受反向電壓，其大小等于變壓器二次側(cè)繞組兩相電壓之和，所以反向峰值電壓數(shù)值為：

　　(2-22)

　　4.整流功率及變壓器容量

　　整流裝置輸出的電功率稱為整流功率，以Pd表示則有

　　(2-23)

　　對圖2-13而言，若牽引電機的額定電壓為Ue，額定電流為Ie，整流功率Pd即為6臺牽引電動機的總輸入功率，即

　　(2-24)

　　決定變壓器各相繞組重量和尺寸的是它的計算容量。各相繞組的計算容量由電壓、電流有效值確定，故變壓器二次側(cè)繞組總的計算容量P2為

　　(2-25)

　　變壓器一次側(cè)繞組的計算容量P1為

　　(2-26)

　　式中 U1——變壓器一次側(cè)繞組電壓有效值;

　　IT——變壓器一次側(cè)繞組電流有效值;

　　P1——變壓器一次側(cè)繞組計算容量;

　　P2——變壓器二次側(cè)繞組計算容量。

　　變壓器的銘牌容量PT為

　　(2-27)

　　5.機車功率因數(shù)

　　由電工原理知，在正弦交流電路中，功率因數(shù)cosψ定義為

　　由于電力機車電路與一般交流電路不同，在交流電網(wǎng)中流過的是非正弦電流，而交流電壓一般近似地可認為是正弦波，因此在變壓器一次側(cè)電流中就包括有與電源電壓相同頻率的基波成分以及多種高次諧波成分，其中只有與電壓同頻率的基波電流產(chǎn)生有功功率，其它高次諧波電流與電源電壓頻率不同，只能產(chǎn)生無功功率。在這種情況，機車的功率因數(shù)PF定義為：

　　(2-28)

　　式中 P——變壓器一次側(cè)有功功率，P=U1I(1)cosψ1，I(1)為基波電流有效值;

　　S——變壓器一次側(cè)視在功率，S=U1IT;

　　cosψ1——基波電壓與基波電流之間的相位系數(shù)，用DF表示。

　　則式(2-28)為：

　　式中 稱為電流波形畸變系數(shù)，用λ表示，表明電流波形含有高次諧波的程度。λ愈接近于1，則電流波形愈接于正弦波。上式表明交直型整流器電力機車的功率因數(shù)PF等于相位移系數(shù)DF和電流畸變系數(shù)λ之乘積。

　　電流畸變系數(shù)也可用諧波系數(shù)HF來表示：

　　(2-29)

　　式(2-29)表明諧波系數(shù)HF等于諧波電流有效值和基波電流有效值之比。

　　由此機車整流電路的功率因數(shù)和諧波干擾量可用PF、DF、HF三個參數(shù)來表達。

　　對于單相不控整流電路，由圖2-14(a)可知，變壓器一次側(cè)電流iT波形為方波，按富氏級數(shù)分解為與電壓同頻率的基波分量和一系列的奇次諧波分量，即：

　　(2-30)

　　一次側(cè)電流的基波分量為：

　　基波分量有效值為：

　　(2-31)

　　那么機車有功功率：

　　視在功率：

　　(2-32)

　　所以單相不控整流電路機車的功率因數(shù)、相位移系數(shù)、電流畸變系數(shù)為：

　　

　　以上參數(shù)說明采用不控整流線路的機車，具有較高的功率因數(shù)，變壓器一次側(cè)繞組內(nèi)流過的是與網(wǎng)壓同相位的方波電流，并且在整個調(diào)壓過程中PF、HF、DF保持恒定不變。

　　(二)橋式不控整流電路

　　橋式不控整流電路的原理圖及波形如圖2-16所示。

　　圖2-16　橋式不控整流電路原理圖

　　通過對理想的橋式不控整流電路波形圖進行分析可知，當變壓器二次側(cè)電壓為 時，其整流電壓ud也是半波正弦，所以整流電路空載輸出電壓值為：

　　變壓器二次側(cè)繞組中交替流過整流電流Id，所以變壓器二次側(cè)繞組電流有效值I2為：

　　(2-34)

　　變壓器一次側(cè)繞組電流有效值IT為：

　　流過整流元件的電流為半波電流。因此，有效值仍為

　　元件承受的反向電壓為：

　　(2-35)

　　變壓器二次側(cè)繞組計算容量P2為：

　　(2-36)

　　變壓器一次側(cè)繞組計算容量P1為;

　　(2-37)

　　變壓器銘牌容量PT為：

　　(2-38)

　　下面對中抽式和橋式不控整流電路的計算參數(shù)做一比較。

　　比較式(2-27)、式(2-38)可知，在輸出整流功率相同的情況下，橋式電路變壓器容量較中抽式下降20%左右，這是因為橋式整流電路變壓器二次側(cè)繞組正負半周都有電流流過，變壓器利用率高，因此銘牌容量下降。

　　比較式(2—22)、式(2—35)可知，橋式不控整流電路整流元件承受的反向電壓較中抽式小一倍，但因橋式整流橋臂數(shù)較中抽式多一倍，故整流元件數(shù)相同。中抽式電路因變壓器需有中點抽頭，有兩相低壓繞組，故變壓器結(jié)構(gòu)復(fù)雜。

　　比較圖2—14(a)、圖2—16(a)可知，橋式、中抽式不控整流電路變壓器一次側(cè)繞組電流iT的波形都為相同的方波，故其功率因數(shù)、相位移系數(shù)、諧波系數(shù)均相同，即PF=0.9、DF=1、HF=0.9。

　　通過對不控整流電路的工作過程、電壓、電流進行分析，以及對電路參數(shù)進行計算，使我們對整流電路的參數(shù)以及其基本數(shù)量關(guān)系有了更進一步的了解。這是設(shè)計變壓器、選取整流裝置元件以及設(shè)計觸發(fā)電路的關(guān)鍵，同時也是分析、理解機車電路的重要方面。

　　(三)整流電流的脈動

　　1.整流電壓和整流電流的脈動

　　單相全波整流電路的整流電壓脈動較大，脈動電壓的富氏展開式如式(2—16)，若僅考慮整流電壓幅值最大的諧波分量，則可變?yōu)椋?/p>

　　脈動電壓或電流的脈動程度可用脈動系數(shù)Ku、Ki來表示，定義為該波形交流分量的脈動幅值與直流分量數(shù)值之比。因此，全波整流電路整流電壓的脈動系數(shù)為

　　(2-39)

　　整流電壓的脈動必然引起整流電流的脈動，整流電流的脈動情況與負載性質(zhì)有關(guān)。對于純電阻負載，由于整流電流的波形與整流電壓的波形完全相同，故其脈動系數(shù)相等。對于電力機車來說，整流電路的負載為牽引電動機，屬于反電勢性質(zhì)負載，整流電流的脈動要比電阻性負載時更大些，因而對牽引電機安全換向不利。為了減少電流的脈動，在牽引電動機的電路中要串聯(lián)電感值足夠大的平波電抗器，用以起到平波的作用。

　　2.平波電抗器的作用

　　在電機電路中串聯(lián)平波電抗器之后，當電流發(fā)生變化時，由于平波電抗器產(chǎn)生自感電勢阻止電流的變化，因而可以減少電流的脈動。下面詳細分析機車上平波電抗器的平波、鎮(zhèn)流作用。

　　在電力機車電路中，可以假定牽引電動機的反電勢ed為常值，即ed=Ed=Ud0，如果略去直流回路的電阻壓降，則電機回路方程式為

　　(2-40)

　　或

　　(2-41)

　　圖2-17　整流電壓電流脈動波形圖

　　整流電壓波形為半波正弦，如圖2-17所示，此時電流脈動量為：

　　(2-42)

　　當0≤ωt1≤π/2，有

　　(2-43)

　　將式(2-43)求出的ωt1代入式(2-42)中，則

　　整流電流脈動幅值為△id/2，則整流電流脈動系數(shù)為

　　(2-44)

　　由式(2-44)可知，當平波電抗器的電感Ld足夠大時，可以大大減小電流脈動系數(shù)Ki。

　　3.平波電抗器的選擇

　　由式(2-44)分析可知，若平波電抗器電感Ld為常值，則電流脈動系數(shù)還隨牽引電動機負載Id的變化而變化，當Id增加時脈動系數(shù)減小，Id減小時脈動系數(shù)增大。對于牽引電動機來說，總希望負載在較大范圍內(nèi)變化時，電流脈動系數(shù)保持不變。即然如此，平波電抗器的電感Ld就不應(yīng)該為常值，而應(yīng)隨負載電流Id的大小而變化，使得LdId的乘積近似常數(shù)，這樣便可以使電流脈動系數(shù)近似不變。為此，要求電感Ld與電流Id的關(guān)系Ld=f(Id)為一雙曲線函數(shù)(如圖2-18所示曲線1)。

　　圖2-18　平波電抗器特性曲線

　　具有鐵芯的電抗器能近似的滿足上述要求(其特性曲線如2-18中曲線2)，在小負載時，鐵芯磁路不飽和，Ld值較大;當負載增加時，隨著鐵芯磁路飽和程度的增加，Ld值逐漸減小。

　　這里應(yīng)當指出，若平波電抗器的電感值Ld取得很大，電流脈動程度將很小，這對牽引電機的工作有利，但平波電抗器本身的尺寸和重量必然增大，這不僅影響機車的總體布置，而且由于整流電流平直，使得變壓器一次側(cè)電流所包括的諧波分量也增加，這對供電系統(tǒng)的影響和對通訊的干擾增強，所以對平波電抗器的選擇要考慮一個合適的范圍。

　　一般是在一定的整流電壓下，應(yīng)規(guī)定好整流電流的脈動系數(shù)，然后計算出不同負載下對應(yīng)的電感值，再選用合適的平波電抗器。在電力機車上，通常規(guī)定整流電流的脈動系數(shù)不大于25%～30%。

　　(四)整流電路的換相

　　1.整流電路的換相過程

　　在分析不控整流電路時，我們假定了變壓器的漏抗X0為零，即換相電路中沒有感抗，此時整流電路的換相都是瞬時完成，稱之為瞬時換相。實際上，在機車的整流電路中牽引變壓器及其連接導(dǎo)線總是存在一定電感，即交流電源的漏抗X0≠0。當有漏抗存在時臂電流從一相轉(zhuǎn)移到另一相的換相就不能瞬時完成，而需要一定的時間，在這段時間內(nèi)，兩相整流元件同時導(dǎo)通，先導(dǎo)通的一相整流元件的電流逐漸減小，后導(dǎo)通的一相整流電流逐漸增加，直到一相電流全部轉(zhuǎn)移到另一相的整流元件上，這一過程稱為整流電路的換相。換相過程的時間以相角計算，叫換相重迭角，以γ表示。

　　圖2-19　換相原理

　　圖2-19所示為變壓器漏抗對整流電路的影響。雖然圖中波形是以單相不控半波繪出，但其分析方法和所得結(jié)論具有普遍性。

　　為簡化線路，突出主要問題，在分析整流電路換相時假定：

　　(1)平波電抗器的電感值Ld為無限大，即Ld=∞，整流電流id被完全敷平。在整流電路整個換相過程中，牽引電機電流ia保持恒值不變。

　　(2)整流元件是理想元件，即正向壓降△U=0，反向電阻為無限大。

　　(3)不計變壓器的磁化電流，變壓器繞組的直流電阻為零。

　　(4)交流電源漏抗都折算到變壓器二次側(cè)，用集中的恒值電抗Xc表示，電感Lc表示。

　　下面結(jié)合圖2-19(a)分析換相過程。換相前，設(shè)變壓器二次側(cè)繞組的感應(yīng)電勢e2方向由a→b端，整流橋臂D1D3導(dǎo)通，整流電流Id流過元件D1D3及變壓器繞組ab，因為Id是恒定的直流電流，因而在Lc兩端沒有自感電勢，但卻儲存著值為 的磁場能量。

　　當ωt=0時刻開始換相，變壓器二次側(cè)繞組電勢e2方向改變，由b→a端，使整流橋臂D1D3中的電流有減少的趨勢，由于Ld無限大，電流只要有極其微小的減小，就會使Ld產(chǎn)生足夠大的自感電勢eL=-Ld(did/dt)，在e2和eL的共同作用下，使橋臂D2D4導(dǎo)通，變壓器繞組ab被短路，在整流電路內(nèi)部形成短路電流is，如圖2-19(b)所示。

　　短路電流is與換相前每個橋臂初始電流之和就是換相時流過每個橋臂的實際電流，即iD13=Id-1/2is，iD24=1/2is，i2=Id-is。由于電感Lc的存在，會感應(yīng)出電勢ec=Lcdis/dt方向左負右正，使繞組中電流不能躍變，只能從+Id逐漸變?yōu)楱DId。is的變化使橋臂D1D3的電流逐漸減小，橋臂D2D4中的電流逐漸增大。當ωt=γ時，iD24增長到Id，以后保持恒值;iD13下降為0，橋臂D1D3停止導(dǎo)通，換相結(jié)束。

　　2.換相重迭角

　　對短路電流進行計算可得到γ的表達式。換相期間變壓器二次側(cè)繞組的短路電流is僅受到漏抗Xc的限制。因此有：

　　對此等式積分得

(2-45)

　　換相期間流過變壓器二次側(cè)繞組的電流i2=Id―is，當ωt=γ時，i2=Id，is=2Id代入上式得：

　　所以

　　(2-46)

　　式中 Is--單相變壓器短路電流峰值， 。

　　式(2-46)說明換相重迭角γ是變壓器漏抗Xc，二次側(cè)繞組電壓u2和負載電流Id的函數(shù)。漏抗及負載越大，γ越大，換相時間越長;二次側(cè)繞組電壓越大、γ越小，換相時間越短。

　　3.直流電壓損失及整流輸出電壓平均值Ud

　　換相期間變壓器二次側(cè)繞組處于短路狀態(tài)，輸出電壓等于零，造成整流電路的直流輸出電壓減少。整流輸出電壓的平均值Ud等于：

　　將式(2-46)代入上式，則

　　(2-47)

　　式中 代表由于存在變壓器漏抗所引起的直流電壓的損失，它與負載電流Id成正比例，故整流電壓Ud與整流電流Id的關(guān)系Ud=f(Id)為線性，稱為整流裝置的外特性，它是機車的重要特性之一。

　　整流裝置對于直流負載(牽引電機)來說，是一個含有一定內(nèi)阻的可變直流電源，其內(nèi)阻應(yīng)包括：換相等效電抗 ，變壓器繞組導(dǎo)線電阻RL，整流元件正向壓降△U。考慮以上壓降之后，機車的整流外特性可進一步表示為：

　　(2-48)

　　二、單相可控整流電路

　　采用無級調(diào)速的電力機車，整流電路為可控整流。根據(jù)整流元件是否完全可控，又分為半控整流和全控整流電路。

　　(一)全控整流電路

　　圖2-20(b)為理想全控橋，晶閘管T1、T4組成一對橋臂，晶閘管T2、T3組成另一對橋臂。當變壓器二次側(cè)電壓u2為正半周時，相當控制角α的瞬間給T1T4送觸發(fā)脈沖，T1、T4即導(dǎo)通，這時電流從電源a端經(jīng)T1、Ld、M、T4流回電源b端，這期間T2T3均承受反壓而截止。當電源電壓過零變負時，因平波電抗器Ld的作用，使T1、T4仍承受正向電壓而導(dǎo)通，因而ud波形出現(xiàn)負值部分，此時晶閘管T2、T3上雖都已承受正向電壓，但由于觸發(fā)脈沖尚未到來而未導(dǎo)通，當ωt=π+α時，觸發(fā)T2、T3使之導(dǎo)通，T2、T3導(dǎo)通后立即使T1、T4承受反向電壓而關(guān)斷。電流從電源b端，經(jīng)T3、Ld、M、T2流回電源a端。第二周期重復(fù)上述過程，其波形如圖2-21所示。

　　圖2-20　單相全控整流電路

　　圖2-21　全控橋式整流波形

　　設(shè)二次側(cè)交流電壓 ，則在晶閘管控制角為nπ+α時，整流電壓平均值Udα為：

　　(2-49)

　　當α=0時，Uda=0.9U2=Ud0

　　當α=π/2時，Udα =0。這時整流電壓波形中正負兩部分面積相等，故其平均值為0，所以全控橋式整流電路的移相范圍為0≤α≤π/2。

　　當α>π/2時，Udα為負值，整流電路工作在逆變狀態(tài)。逆變的有關(guān)內(nèi)容將在第三章進行討論。

　　整流電流平均值Id由歐姆定律確定，電流波形因平波電抗器Ld很大而呈一條直線，變壓器繞組中電流波形為方波，電流有效值為：

　　(2-50)

        

　　晶閘管元件承受的反向電壓為：

　　(2-51)

　　由圖2-21(d)，變壓器一次側(cè)繞組電壓u1與電流iT波形可知，此時一次側(cè)電流iT的基波電流i(1)與u1之間的相位角等于控制角(即ψ1=α)，表示基波電流滯后于電源電壓。根據(jù)功率因數(shù)、相位移系數(shù)、諧波系數(shù)的定義得：

　　(2-52)

　　說明全控橋式整流電路功率因數(shù)PF與整流輸出電壓的平均值Ud成正比，在滿電壓時為0.9，在低電壓時功率因數(shù)很低。這是全控橋式整流電路最大的不足。

　　(二)半控橋式整流電路

　　圖2-22給出了兩種接法的半控橋式整流電路，圖(a)為不共陰極整流電路接法，圖(b)為共陰極整流電路接法。其中，不共陰極半控橋式整流電路在電力機車上被廣泛采用。

　　分析圖(a)可以看出，在正半周控制角為α時觸發(fā)晶閘管，則T1D2導(dǎo)通，整流電流流過，橋臂T2D1承受反向電壓截止。當電源電壓u1下降到零并變負時，由于電感的作用，二極管D1導(dǎo)通，晶閘管T1關(guān)斷，而晶閘管T2尚未觸發(fā)，因此二極管D1D2同時導(dǎo)通，此時回路電流不經(jīng)過變壓器繞組而是經(jīng)Ld、電機M、二極管D1D2構(gòu)成回路，在此期間D1D2僅起續(xù)流作用，變壓器繞組電流為零，輸出電壓為零，牽引電機端電壓為零。

　　圖2-22　半控橋式整流電路

　　當電源電壓u2在負半周，T2承受正向電壓，在相應(yīng)控制角α時觸發(fā)T2導(dǎo)通，D2承受反壓截止，電流經(jīng)D1、Ld、M、T2流回變壓器。到電源電壓u2又變正時，仍由D1D2提供續(xù)流回路，變壓器輸出變?yōu)榱悖钡较乱粋€周波晶閘管觸發(fā)脈沖到來。根據(jù)各元件導(dǎo)通的情況，可得出波形圖2-23。在一個周波內(nèi)晶閘管的導(dǎo)通角θ=π―α，二極管導(dǎo)通角θ=π+α。

　　對于晶閘管共陰極接法，雖然可利用直接耦合的觸發(fā)電路，對變壓器二次側(cè)繞組的絕緣要求較低，但是對于大電感電路不適用。例如在交流電壓正半周時，晶閘管T1、二極管D2導(dǎo)通，在交流電壓由正變負進入負半周時，晶閘管T2尚未觸發(fā)或觸發(fā)脈沖丟失時，感性負載須通過晶閘管T1、二極管D1續(xù)流，晶閘管因電流大而關(guān)不斷，再進入下個周波時，因晶閘管T1根本沒有關(guān)斷電源，電壓將直接加在負載上，如此下去，負載電路將始終有半波整流電壓作用，電路不能中斷。因此，在電力機車上一般不采用此種整流線路。

　　半控橋整流輸出電壓的平均值Udα：

　　(2-53)

　　當α=0時，Udα=ud0

　　當α= 時，

　　當α=π時，Udα=0

　　由式(2-53)可知，控制角α的移相范圍為0≤α≤π，

　　整流輸出電流的平均值、元件承受的反向電壓均與全控橋相同。

　　圖2-23　不共陰級半控橋式整流電路波形圖

　　半控橋整流電路的功率因數(shù)、相位移系數(shù)、畸變系數(shù)的計算如下：

　　

　　圖2-24　不同整流電路功率因數(shù)PF

　　我們將功率因數(shù)表達式中控制角α用Ud公式表示，則可表示為 的函數(shù)關(guān)系。根據(jù)式(2-33)、式(2-52)、式(2-54)可求出各種整流電路不同控制角α時的 值。繪出PF=f(Ud/Ud0)曲線如圖2-24所示，Ⅰ為不控整流電路的功率因數(shù)曲線。Ⅱ為全控橋式整流電路功率因數(shù)曲線，由曲線可知，在低電壓時功率因數(shù)是很低的。Ⅲ為半控橋式整流電路功率因數(shù)曲線，它位于Ⅰ、Ⅱ之間，顯然半控橋整流電路的功率因數(shù)平均值有所提高。

　　圖2-25表示相位移系數(shù)DF、諧波系數(shù)HF與輸出電壓級位之間的變化關(guān)系。由HF曲線可知，對于半控橋整流電路當控制角α較小(即電壓級位低)時，諧波系數(shù)HF將增加，這說明電流畸變增大。

　　圖2-25　可控橋式整流電路DF、HF波形

　　(三)電力機車移相調(diào)壓方式的選擇

　　通過對不同整流電路工作原理的分析可知，晶閘管可控整流電路的輸出整流平均電壓，可以通過改變觸發(fā)角α來進行控制調(diào)節(jié)。因此，在交直型電力機車上，可以通過對機車整流裝置觸發(fā)角的控制即通過移相調(diào)壓來實現(xiàn)對牽引電動機端電壓調(diào)節(jié)的目的。

　　l.電力機車整流裝置聯(lián)結(jié)型式的選擇

　　機車整流裝置一般采用中抽式和橋式兩種整流電路。從整流電路的參數(shù)計算中我們知道，橋式整流電路變壓器的利用率較中抽式整流電路變壓器的利用率高20%，故電力機車上一般選用橋式整流裝置。

　　2.電力機車整流裝置控制方式的選擇

　　橋式整流電路的電壓調(diào)節(jié)由式(2-49)和式(2-53)已經(jīng)得出：

　　全控整流：Ud=0.9U2cosα，移相范圍; 時為逆變。

　　半控整流：

　　將晶閘管觸發(fā)導(dǎo)通的時刻由π～0或0～π平滑地改變，則平均整流電壓便平滑地上升或下降，這樣便可達到調(diào)節(jié)電壓的目的。

　　對于全控橋整流電路，當時，將進行有源逆變。所以采用再生制動的電力機車，整流電路必須選擇全控橋，而對于沒有采用再生制動的電力機車則均采用半控橋。這是因為半控橋移相范圍比全控橋大(0～π)，機車功率因數(shù)平均值高，而且半控橋比全控橋控制簡單。

　　3.移相調(diào)壓的特點

　　移相調(diào)壓可通過平滑無級地調(diào)節(jié)晶閘管的觸發(fā)相位來調(diào)節(jié)整流電路的輸出電壓，從而達到對電力機車進行無級調(diào)速的目的。無級調(diào)速可以減少調(diào)壓過程中的電流沖擊，使牽引電動機的力矩變化平緩，從而減少牽引力沖擊與擺動，充分利用機車粘著重量，發(fā)揮較大的牽引力進行平穩(wěn)操縱。另外，無級調(diào)速不需要轉(zhuǎn)換主電路，也不需要設(shè)置專用的調(diào)壓開關(guān)，使機車主線路大為簡化。但是我們也看到，相控調(diào)壓的最大缺點是功率因數(shù)低、諧波干擾大，在低電壓級位時表現(xiàn)尤為突出。這是采用移相調(diào)壓的電力機車需要解決的問題。

　　三、多段橋順序控制

　　為了改善機車的功率因數(shù)，降低諧波干擾，機車上廣泛應(yīng)用多段整流橋順序控制，即把橋段數(shù)增加到n段，n愈大，則效果愈好。下面就分別介紹理想情況下半控二段橋、三段不等分橋，四段經(jīng)濟橋的工作原理。

　　(一)二段半控橋

　　圖2-26給出了二段半控橋整流電路。該整流電路中變壓器二次側(cè)繞組分成電壓相等的兩段ab和cd，各自接有半控橋整流電路RM1和RM2，兩個半控橋相串聯(lián)，其中由D1～D4提供直流續(xù)流通道，兩段半控橋順序控制。

　　第Ⅰ段(低壓階段)，首先移相控制T1、T2，則ab-RM1投入工作，RM2中T3、T4被封鎖，D3D4提供電流通道，繞組cd中沒有電流流過。負載電流流過繞組ab、RM1、RM2中的D3、D4。第Ⅰ段整流輸出電壓的平均值為：

　　當αl=π時，Ud=0

　　當α1=0時，

　　圖2-26　二段半控橋

　　圖2-27　二段半控橋波形

　　第Ⅱ段維持T1、T2滿開放，控制T3、T4則cd一RM2投入工作，負載電流流過ab、RM1、RM2、cd，此時整流電壓波形如圖2-27(a)，一次側(cè)電流波形為圖2-27(d)。第Ⅱ段整流輸出電壓的平均值為：

　　當α2=π時，Ud2=Ud1(α=0)=0.5Ud0

　　當α2=0時，Ud2=Ud0

　　根據(jù)功率因數(shù)、相位移系數(shù)、波諧系數(shù)公式(2-30)、式(2-31)可以計算出二段半控橋的PF，DF、HR。圖2-24曲線(Ⅳ)即為半控二段橋的功率因數(shù)，可見采用二段橋功率因數(shù)已有顯著的提高。從圖2-27(d)iT波形看，電流的畸變也有所改善。日制6K型電力機車和國產(chǎn)SS6型電力機車主電路均采用二段半控橋式整流電路。

　　(二)三段不等分橋

　　從對二段半控等分橋的分析可以看出，隨著橋段數(shù)的增多功率因數(shù)將有所提高，但是段數(shù)的增多，會使牽引變壓器二次側(cè)繞組的分段數(shù)相應(yīng)增加，整流臂數(shù)、元件數(shù)量增多。因此而引起機車主電路復(fù)雜，控制復(fù)雜。在實際應(yīng)用中，一般采用多段不等分橋整流電路。圖2-28所示為三段不等分橋。變壓器二次側(cè)繞組由二段a4x4、a2x2組成，其中一段a4x4接成中抽式半控橋，另一段a2X2接成一般半控橋整流電路，因中抽式繞組可看作兩段繞組a4b4、b4x4，故實際變壓器二次側(cè)繞組是三段不等分，各段繞組的電壓分配比例為1:1:2。D1～D4提供直流續(xù)流通道。三段不等分半控橋式調(diào)壓整流電路的升壓順序控制如下：

　　第1段：a2x2-T1T2D3D4工作，大橋調(diào)壓，T3～T6晶閘管封鎖，負載電流流過D3D4、T1T2D1D2、a2x2。輸出電壓、電流、變壓器繞組中電流的波形如圖2-29(a)，整流輸出電壓的平均值為：

　　當α1=π時，Udl=0;αl=0時，Ud1=0.5Ud0=0.9Ua2x2。

　　第Ⅱ段：維持T1、T2滿開放，a4b4-T3T4D3D4四臂小橋調(diào)壓。T5、T6封鎖，負載電流流過T1T2D1D2、a2x2、D3D4T3T4、a4b4。此時輸出電壓、電流及變壓器繞組中電流波形如圖2-29(b)。整流輸出電壓平均值為：

　　當α2=π時，Ud=0.5Ud0 ;α2=0時，Ud=0.75Ud0。

　　圖2-28　三段不等分半控橋

　　圖2-29　三段不等分橋分段調(diào)壓波形圖

　　第Ⅲ段：維持T1～T4，滿開放，b4x4-T5T6 D3D4調(diào)壓橋調(diào)壓，負載電流流過三段變壓器繞組和三段半控橋。電壓、電流波形如圖2-29(c)。此時整流電壓平均值為：

　　當α3=π時，Ud3=0.75Ud0 ;α3=0時，Ud3=Ud0。

　　三段不等分橋的功率因數(shù)曲線見圖2-24(Ⅴ)，它與二段橋相比功率因數(shù)較高，波形畸變偏小了。此種整流調(diào)壓方案被廣泛采用。國產(chǎn)SS4、SS8、SS34000、SS9系列電力機車均采用此種調(diào)壓方案。8K機車亦采用三段不等分橋，所不同的是8K機車調(diào)壓整流的第一段橋為全控橋，移相范圍。當α1=0時，順序開放第二段橋，此時維持全控橋滿開放，即相當于工作在不控橋狀態(tài)。

　　(三)四段經(jīng)濟橋

　　四段經(jīng)濟橋的整流電路結(jié)構(gòu)與三段不等分橋相同，只是采取的控制順序與三段不等分橋不同，四段橋的控制順序如下：

　　仍以圖2-28為例進行分析。第Ⅰ段移相控制T3T4，a4b4-T3T4D3D4調(diào)壓橋投入工作，而T1T2、T5T6均封鎖，僅a4b4段繞組有電流流過，整流輸出電壓為：

　　當α11=π時，Ud1=0;當α11=0，Ud1=0.25Ud0

　　第Ⅱ段維持T3T4滿開放，控制T5T6使b4x4亦投入工作，T1、T2仍被封鎖，繞組a4b4、b4x4均流過電流，D1D2提供直流通道，此時整流輸出電壓為：

　　α21=π，Ud2=0.25Ud0

　　α21=0，Ud1=0.5Ud0

　　第二段橋滿開放時，通過邏輯控制將a4x4繞組的負載轉(zhuǎn)移到a2x2段繞組上，即將第二段橋的滿電壓輸出完全等值地轉(zhuǎn)移到a2x2-T1T2D1D2上去。因為a2x2、a4x4匝數(shù)相等，只要控制合理，就可以實現(xiàn)無電壓電流沖擊的平滑轉(zhuǎn)移。一般選擇在電壓過零時刻，使晶閘管T1T2滿開放，同時封鎖T3～T6脈沖。這樣，對牽引電機而言，整流輸出電壓值不變：

　　第Ⅲ段橋，維持T1T2滿開放，再次控制T3T4，使a4b4再次投入工作，那么此時整流輸出電壓：

　　當α12=π，Ud3=0.5Ud0;α12=0，Ud3=0.75Ud0

　　維持T1、T2、T3、T4滿開放，再次控制T5、T6進入第Ⅳ段。b4x4再次工作，總的整流輸出電壓為：

　　當a22=π時，Ud4=0.75Ud0;當a22=0時，Ud4=Ud0。

　　表2-1　四段經(jīng)濟橋的控制

　　由表2-1三段不等分橋控制順序可知，由于利用了中抽式半控橋，結(jié)果使三段不等分半控橋獲得了四段等分橋的效果。這樣就用較少的元件和繞組段數(shù)獲得較多的調(diào)壓級數(shù)，從而降低晶閘管機車造價，故稱中抽式橋為經(jīng)濟橋。它起著電壓調(diào)節(jié)的作用，也叫移相橋，而另一半控橋則起著存儲電壓的作用，稱為開關(guān)橋。

　　理想情況下，四段經(jīng)濟橋的功率因數(shù)值如圖2-24曲線Ⅵ所示。分析圖中曲線可以看出，電力機車采用四段半控橋已具有比較滿意的功率因數(shù)。國產(chǎn)SS4機車采用此種調(diào)壓方案。

　　四、功率因數(shù)補償

　　相控調(diào)壓有一個重要的性能指標，即功率因數(shù)和諧波干擾。采用相控調(diào)壓的電力機車其功率因數(shù)較低，不僅降低了設(shè)備的利用率，而且諧波含量高，影響了電網(wǎng)的供電質(zhì)量，對電網(wǎng)造成嚴重污染。隨著機車單機功率的增加及大功率電力半導(dǎo)體元件在電力機車上應(yīng)用的日益廣泛，提高功率因數(shù)，減少諧波電流已成為一個重要問題。另外，電力部門和郵電部門都對用戶的功率因數(shù)和諧波電流有限制。一般晶閘管相控機車的功率因數(shù)為0.78～0.80，諧波電流為Jpmax>9.2A，遠不能滿足PF=0.9、I(3)=3.9、I(5)=4.0的限制要求。

　　根據(jù)公式(2-28)可知，晶閘管相控機車的功率因數(shù)PF=λcosψl，DF主要取決于α、HF根據(jù)圖2-24可知變化范圍不大，其中主要是3次、5次諧波含量。因此，改善晶閘管相控機車的功率因數(shù)和減少諧波電流的方法有：

　　1.采用多段橋

　　如前所述，這一方法能提高機車的功率因數(shù)和降低諧波分量，但段數(shù)過多會使變壓器抽頭數(shù)增加，整流裝置復(fù)雜，即使是多段橋，由于其電子控制增加從移相橋到開關(guān)橋邏輯轉(zhuǎn)換的復(fù)雜性，在一定程度上會降低機車運行的可靠性。因此，其控制更加復(fù)雜。一般干線電力機車不超過四段，試驗表明，在額定工況下，PF=0.80～0.85。

　　2.采用功率因數(shù)補償器(PFC)

　　功率因數(shù)補償裝置兼作濾波器，簡稱PFC裝置，一般常用形式為LC、RC、RLC，并跨接于機車主變壓器二次側(cè)繞組的兩端，如圖2-30所示。其工作原理可用圖2-31說明：在理想情況下，由于整流電路的作用，整流裝置交流側(cè)電流I2為一方波，造成接觸網(wǎng)中電流波形發(fā)生畸變，即產(chǎn)生高次諧波電流，從iT表達式中我們知道，諧波電流主要是3、5、7次含量。而整流裝置的負載--平波電抗器和牽引電動機均為感性負載，加之整流裝置本身的晶閘管相位控制(α)的作用，使電流I2的相位滯后于電網(wǎng)電壓UC，也即產(chǎn)生了一個感性無功電流，使機車功率因數(shù)降低。加上功補裝置后，就是把L、R、C連接成某一頻率的諧振電路(一般在靠近三次或五次諧波頻率處)。在基波網(wǎng)壓的作用下對基波呈容性，提供容性無功電流，減少相控整流機車滯后的負載電流，從而提高了功率因數(shù);同時對3、5次諧波呈低阻性，使通過功補裝置的3次、5次諧波電流增大而被吸收掉，減少了流向電網(wǎng)的3次或5次諧波電流，也減少了等效干擾電流。

　　圖2-30　濾波電路

　　圖2-31　機車濾波器工作原理

　　試驗表明相控機車安裝了一定容量的PFC之后，勿需采用多段橋就可以。機車加裝了功率因數(shù)補償裝置后，提高機車的功率因數(shù)，降低接觸網(wǎng)和機車主變壓器的損耗，同時也減少了接觸網(wǎng)對沿線通信線路的干擾，從而大大簡化了機車主電路的結(jié)構(gòu)，使整流裝置的橋段數(shù)減少，例如SS6機車就采用了二段橋帶PFC的主電路，引進的6K、8K機車，當PFC全部投入時PF>0.9。由于受機車重量與總體布置上的限制，于是提出在地面牽引變電所和接觸網(wǎng)上設(shè)置功率因數(shù)補償裝置，即車下補償。試驗表明車上、車下補償各有效果，兩者側(cè)重不同。