１、欠采樣接收機的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

蜂窩基站（ＢＴＳ：基站收發(fā)器）通常由多個不同的硬件模塊組成，其中之一就是完成ＲＦ接收（Ｒｘ）及發(fā)送（Ｔｘ）功能的收發(fā)器（ＴＲｘ）模塊。在老式模擬ＡＭＰＳ及ＴＡＣＳ ＢＴＳ中，一個收發(fā)器只能處理一路全雙工Ｒｘ和Ｔｘ ＲＦ載波，因而要用很多個收發(fā)器才能提供足夠的載波。如今在全球范圍內(nèi)，模擬技術(shù)已被ＣＤＭＡ 和ＷＣＤＭＡ所取代，歐洲也已在１０年前采用了ＧＳＭ。在ＣＤＭＡ中，多個主叫用戶可使用同一個ＲＦ頻率，這樣，一個收發(fā)器就要同時處理多個主叫用戶的信號。目前已有多種ＣＤＭＡ和ＧＳＭ的設(shè)計方案，ＢＴＳ制造商也一直致力于探索可降低成本和功耗的方法，對單載波解決方案進(jìn)行優(yōu)化或開發(fā)多載波接收機就是行之有效的方案。圖１是ＢＴＳ設(shè)備常用的欠采樣接收機的結(jié)構(gòu)框圖。

圖１中，Ｍａｘｉｍ公司的２ＧＨｚ ＭＡＸ９９９３和９００ＭＨｚ ＭＡＸ９９８２混頻器可為許多設(shè)計提供所需的增益和線性度，而且具有極低的耦合噪聲，這樣就不再需要那些損耗較高的無源混頻器。而ＭＡＸ２０２７和ＭＡＸ２０５５則分別工作在接收機的第一、二中頻級，此兩款器件在其整個增益調(diào)節(jié)范圍內(nèi)？ＯＩＰ３均可達(dá)到＋４０ｄＢｍ。圖１中的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器采用的是ＭＡＸ１４１８（１５位、６５Ｍｓｐｓ） 和ＭＡＸ１２１１（１２位、６５Ｍｓｐｓ）。實際上，Ｍａｘｉｍ公司其它采樣速率的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器器件也可滿足大多數(shù)設(shè)計要求。若將圖１中的第二下變頻器省去（虛線中所示），那么，圖１所示電路就變成了單路下變頻器結(jié)構(gòu)。

２、高性能器件推薦

２．１ 低噪聲ＡＤＣ器件ＭＡＸ１４１８

圖１所示的欠采樣接收機結(jié)構(gòu)對ＡＤＣ的噪聲和失真有著嚴(yán)格的要求。在接收機中，電平較低的有用信號單獨被數(shù)字化或同時伴隨有無用的、需要倍加關(guān)注的大幅度信號，因此要想使接收機正常工作，ＡＤＣ的有效噪聲系數(shù)要按這兩種信號的極端情況（即有用信號最小、無用信號達(dá)到最大值）來計算。對于較小的模擬輸入信號，ＡＤＣ的噪聲基底中占支配地位的熱噪聲和量化噪聲決定著ＡＤＣ的噪聲系數(shù)（ＮＦ）。

ＭＡＸ１４１８系列產(chǎn)品對ｆＩＮＰＵＴ ＜ ｆＣＬＯＣＫ／２時的基帶應(yīng)用特別適用。當(dāng)轉(zhuǎn)換器工作在這個頻段時，這些基帶特性極佳的器件將具有最佳的動態(tài)范圍，其中包括針對６５Ｍｓｐｓ時鐘速率的ＭＡＸ１４１９及針對８０Ｍｓｐｓ時鐘速率的ＭＡＸ１４２７，它們的基帶ＳＦＤＲ（無雜散動態(tài)范圍）均可達(dá)到９４．５ｄＢｃ。

實際上，ＭＡＸ１４１８也可與１４位接口器件一起工作，此時的ＳＮＲ會有輕微損失，而ＳＦＤＲ則不受影響。

當(dāng)ＡＤＣ的前端增益為３６ｄＢ時， 天線端的超過－３０ｄＢｍ的單音阻塞電平將超出ＡＤＣ的輸入量程。依照ＣＤＭＡ２０００蜂窩基站標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定，天線端允許的最大阻塞電平為－３０ｄＢｍ，此時的前端增益就需要降低６ｄＢ，這樣，在標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范允許的余量范圍內(nèi)？允許加到ＡＤＣ上的最大阻塞信號可能更大。假設(shè)留有２ｄＢ的余量，前端增益減?。叮洌聲固炀€端的最大阻塞電平變?yōu)椋玻叮洌拢?，并使ＡＤＣ的最大允許輸入信號變?yōu)椋矗洌拢?。也就是說，當(dāng)出現(xiàn)單音阻塞時，蜂窩標(biāo)準(zhǔn)允許的總干擾（噪聲＋失真）相對于參考靈敏度來說將惡化３ｄＢ，而這３ｄＢ 在噪聲和失真之間如何分配就是設(shè)計人員要考慮的問題了。

２．２ 采用一次下變頻結(jié)構(gòu)的ＭＡＸ１２１１轉(zhuǎn)換器

如果在較高的ＩＦ段能夠獲得足夠的ＳＮＲ和ＳＦＤＲ指標(biāo)，那么，欠采樣電路便可用于一次下變頻結(jié)構(gòu)。Ｍａｘｉｍ公司的ＭＡＸ１２１１型、１２位、６５Ｍｓｐｓ轉(zhuǎn)換器就是采用這一結(jié)構(gòu)設(shè)計的，它的引腳與即將推出的８０Ｍｓｐｓ 及９５Ｍｓｐｓ轉(zhuǎn)換器兼容，此系列器件可對頻率高達(dá)４００ＭＨｚ的輸入中頻信號進(jìn)行直接采樣，此外，它還具有其它先進(jìn)的性能，如時鐘輸入可以是差分信號也可以是單端信號，時鐘占空比可在２０％到８０％之間調(diào)整等。另外，ＭＡＸ１２１１還設(shè)計有數(shù)據(jù)有效指示器（以簡化時鐘及數(shù)據(jù)時序），并采用小型４０引腳ＱＦＮ（６ ｘ ６ ｘ ０．８ｍｍ）封裝，二進(jìn)制補碼和格雷碼數(shù)字輸出格式。

較之兩次變頻結(jié)構(gòu)，一次變換器具有明顯的優(yōu)勢。由于省去了第二級下變頻混頻器、第二級中頻增益電路及第二級ＬＯ合成器，故元件數(shù)量及電路板空間可減少約１０％，同時成本也將有較大降低。

２．３ ＩＦ放大器ＭＡＸ２０２７和ＭＡＸ２０５５

ＭＡＸＩＭ公司也提供每級增量為１ｄＢ的數(shù)控增益、高性能ＩＦ放大器。其中ＭＡＸ２０２７數(shù)控增益放大器？ＤＶＧＡ？采用單端輸入／單端輸出方式，可工作在５０ＭＨｚ至４００ＭＨｚ頻率范圍內(nèi)，其最大增益時的噪聲系數(shù)只有５ｄＢ。而ＭＡＸ２０５５則是單端輸入／差分輸出的ＤＶＧＡ，可在３０ＭＨｚ至３００ＭＨｚ頻率范圍內(nèi)驅(qū)動高性能ＡＤＣ。在ＭＡＸ２０５５的差分輸出和ＡＤＣ的差分輸入之間可用一個升壓變壓器來提供差分驅(qū)動，這樣有利于輸出信號之間的平衡。這兩個ＤＶＧＡ通常工作在５Ｖ偏置，并在整個增益設(shè)置范圍內(nèi)可以達(dá)到＋４０ｄＢｍ的ＯＩＰ３。

２．４ 高線性混頻器ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２

在接收電路中，混頻器往往承受的是性能要求比較嚴(yán)格的較大輸入信號。理想狀態(tài)下，其輸出信號幅值和相位與輸入信號的幅值和相位成正比，而且這種比例與ＬＯ信號無關(guān)。因此，混頻器的幅度響應(yīng)與ＲＦ輸入呈線性關(guān)系，且與ＬＯ輸入信號無關(guān)。

然而，混頻器的非線性也會產(chǎn)生一些不希望的混頻信號，稱之為雜散響應(yīng)，這些雜散信號是由到達(dá)混頻器ＲＦ端口的雜波信號在ＩＦ頻段產(chǎn)生的響應(yīng)。無用的雜散信號將干擾有用的ＲＦ信號的工作，混頻器的ＩＦ頻率可由下式給出：

ｆＩＦ ＝ ±ｍｆＲＦ ± ｎｆＬＯ

這里，ｆＩＦ、ｆＲＦ 和ｆＬＯ分別是各自端口的信號頻率，ｍ和 ｎ是將ｆＲＦ 和ｆＬＯ信號混頻后的諧波階數(shù)。

ＭＡＸＩＭ公司的集成（或有源）平衡混頻器ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２由于其性能優(yōu)于無源混頻方案而備受關(guān)注。當(dāng)ｍ或ｎ為偶數(shù)時？平衡式混頻器能夠抑制一定的雜散響應(yīng)。理想的雙平衡混頻器可以抑制ｍ或ｎ（或兩者）為偶數(shù)的所有響應(yīng)。在雙平衡混頻器中，ＩＦ、ＲＦ和ＬＯ端口之間都是相互隔離的。設(shè)計合理的非平衡變壓器可使混頻器在ＩＦ、ＲＦ和ＬＯ頻帶產(chǎn)生交迭。ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２的特點包括：低噪聲系數(shù)，內(nèi)含ＬＯ緩沖器，低ＬＯ驅(qū)動，允許兩路ＬＯ輸入的ＬＯ開關(guān)，極好的ＬＯ噪聲特性等。此外，在ＲＦ和ＬＯ端口還有ＲＦ非平衡變壓器。

由于ＭＡＸＩＭ的這些混頻器內(nèi)都嵌有ＬＯ噪聲性能極好的ＬＯ緩沖器，因而降低了對ＬＯ電源的要求。通常ＬＯ噪聲與電平較高的輸入阻塞信號相混合會降低接收靈敏度，而ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２由于內(nèi)含低噪聲ＬＯ緩沖器，因此可在出現(xiàn)阻塞時減輕對接收靈敏度的影響。例如，假設(shè)ＶＣＯ輸入信號的邊帶噪聲是－１４５ｄＢｃ／Ｈｚ，而ＭＡＸ９９９３的ＬＯ噪聲特性典型值是－１６４ｄＢｃ／Ｈｚ，這樣，復(fù)合邊帶噪聲就只下降０．０５ｄＢｃ／Ｈｚ到－１４４．９５ｄＢｃ／Ｈｚ。采用這種方法，用戶只需為混頻器提供一個電平較低的ＬＯ信號，便能確保接收機的混頻特性不會因為ＭＡＸ９９９３內(nèi)置ＬＯ緩沖器的性能而降低。

此外，還有一種棘手的２階雜散響應(yīng)，也稱為半中頻（１／２ＩＦ）雜散響應(yīng)。對于低端注入，其混頻器階數(shù)為：ｍ＝２、ｎ＝－２；而對于高端注入，則其混頻器階數(shù)為：ｍ ＝－２、ｎ ＝２。低端注入時，引起半中頻寄生響應(yīng)的輸入頻率比希望的ＲＦ頻率低ｆＩＦ／２，圖２所示是有用ｆＲＦ？ｆＬＯ？ｆＩＦ與無用ｆＨａｌｆ－ＩＦ頻率的具體位置。實際上，所希望的ＲＦ頻率為１９０９ＭＨｚ與１７４０ＭＨｚ的ＬＯ頻率的混頻，而得到的ＩＦ頻率為１６９ＭＨｚ。雖然，ＣＤＭＡ 的ＲＦ和ＩＦ載波頻寬為１．２４ＭＨｚ，但在這里表示成一個頻率為中心載頻的單頻信號。在這個例子中， １８２４．５ＭＨｚ頻率的無用信號造成了１６９ＭＨｚ的半中頻雜散成份。由于：

２ｆＨａｌｆ－ＩＦ － ２ｆＬＯ ＝ｆＩＦ

故可得：２×１８２４．５ＭＨｚ－２×１７４０ＭＨｚ＝１６９ＭＨｚ

一般情況下，抑制總量（也稱為２×２雜散響應(yīng)）可根據(jù)混頻器的第二截點ＩＩＰ２來預(yù)測，圖３給出了ＭＡＸ１９９３的２×２ ＩＭＲ或雜散值。圖中的信號電平是用輸入ＩＰ２（ＩＩＰ２）性能計算的混頻器輸入電平。具體的計算公式如下：

ＩＩＰ２ ＝２×ＩＭＲ＋ＰＳＰＵＲ ＝ ＩＭＲ ＋ ＰＲＦ

＝２×７０ｄＢｃ＋？－７５ｄＢｍ？＝７０ｄＢｃ＋？－５ｄＢｍ？

＝＋６５ｄＢｍ

由于ＭＡＸＩＭ公司的ＭＡＸ９９８２ ９００ＭＨｚ有源濾波器提供的典型雜散響應(yīng)２ＲＦ－２ＬＯ為６５ｄＢｃ，因此，其ＩＩＰ２的計算方法如下：

ＩＩＰ２ ＝２×ＩＭＲ＋ＰＳＰＵＲ＝ＩＭＲ＋ＰＲＦ

＝２×６５ｄＢｃ＋？－７０ｄＢｍ？＝６５ｄＢｃ＋？－５ｄＢｍ？

＝＋６０ｄＢｍ

３、結(jié)束語

在接收器增益要求不高時，ＭＡＸＩＭ的１５位ＡＤＣ芯片ＭＡＸ１４１８具有極佳的噪聲性能，因而可以用最小的ＡＧＣ承受較大的阻塞電平或干擾電平。ＭＡＸ１２１１ ＡＤＣ系列產(chǎn)品適合于一次變頻接收結(jié)構(gòu)，其第一ＩＦ輸入頻率可達(dá)４００ＭＨｚ。另外，ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２混頻器可提供需要的線性度，同時具有噪聲系數(shù)低，功率增益較高等特點，因而可在接收機設(shè)計過程中省去無源濾波器。ＭＡＸ２０２７和ＭＡＸ２０５５ ＤＶＧＡ在整個增益可調(diào)范圍內(nèi)的ＯＩＰ３典型值約為＋４０ｄＢｍ。由這些元件組成的接收器能夠?qū)⒌统杀窘鉀Q方案的性能提高一個等級。

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