1 硬件設(shè)計

　　蓄電池組信號采集和處理的工作原理如圖1所示。功能上包括獨立的兩部分：電壓檢測和電流檢測。其中電壓檢測實現(xiàn)較為簡單。系統(tǒng)充放電電流的實時檢測選用瑞士LEM公司的LA28-NP電流傳感器。

　　ST公司推出的STM32F103系列控制器采用高性能的ARM Cortex-M3 32位的RISC內(nèi)核，工作頻率為72MHz。該器件內(nèi)置高速存儲器(高達128 KB的閃存和20KB的SRAM)，豐富的增強I/O端口和連接到兩條APB總線的外設(shè);具有3個通用16位定時器和1個PWM定時器，以及2個I2C和2個SPI、3個USART、1個USB和1個CAN通信接口;工作于-40～+105℃的溫度范圍，供電電壓為2.O～3.6 V，一系列的省電模式保證低功耗應(yīng)用的要求。STM32F103系列處理器不但具有高速可靠、資源豐富、工作溫度和供電電壓范圍寬、功耗低、性價比高的特點，而且內(nèi)部集成雙路A/D轉(zhuǎn)換器(16通道，12位精度，1 μs轉(zhuǎn)換時間)。

　　1.1 電壓檢測

　　電壓信號量的檢測采用雙電阻分壓模式，取兩個合適阻值的電阻串聯(lián)分壓，分壓后的電壓信號送入STM32F103處理器的A/D轉(zhuǎn)換引腳。本設(shè)計中，控制器基準電壓采用+2.5 V，故電壓信號輸入范圍須小于或等于2.5 V，即：

　　其中，Vbat為蓄電池組電壓值，實際變化范圍為20～28 V，這里Vbat取最大值28 V;R1和R2為分壓電阻，均選用精度為1%的金屬膜電阻。R1=102 kΩ，R2=10 Ω，R1和R2的串聯(lián)電阻達到112 kΩ，消耗的電量對裝備工作不會產(chǎn)生過大的影響。

　　1.2 充放電電流雙向采樣與處理

　　采用LA28-NP電流傳感器對充放電電流進行實時檢測。該傳感器是利用霍爾原理的閉環(huán)(補償)電流傳感器，原邊回路和副邊回路之間絕緣，可用于測量直交流脈沖和混合型電流，供電電壓±15 V。系統(tǒng)中采用1000：5的匝比，原邊回路的充放電±5 A電流對應(yīng)副邊回路的額定電流Is，其有效值為±25 mA。在應(yīng)用中，感應(yīng)電流Is通過精密電阻Rm，取得電壓量V1，電阻Rm的取值取決于A/D轉(zhuǎn)換器對于V2的要求。

　　LA28-NP的輸出電流為雙向，即±25 mA的電流信號。在實際工作中，放電時輸出最大電流為+25 mA，而充電時，輸出最大電流為-25mA，由此而取得的電壓信號V1相對于地電平也為相應(yīng)的正負電壓。STM32F103內(nèi)置的ADC電壓輸入范圍為Vref-≤Vin≤Vref+。本設(shè)計中Vref-接模擬地，Vref+接2.5 V基準電壓，故ADC輸入范圍為O～2.5 V。目前存在的問題是：STM32F103采用單3.3 V工作，模擬量輸入無法處理反向電壓。在傳統(tǒng)的方式下，如果電阻Rm基準電平端接入地，充電時V1為負電壓，控制器無能為力。針對這個問題，本文設(shè)計了圖2所示的累加升壓、跟隨反向信號預(yù)處理電路，解決了雙向電流的A/D采樣問題。

　　該設(shè)計的基本思想是將雙向電流的電壓變化范圍均控制在0～Vref+范圍內(nèi)。這是以犧牲A/D轉(zhuǎn)換精度為代價的。詳細過程如下：

　?、俅腚娮鑂m=50 Ω，獲得模擬量電壓輸出V1范圍為-1.25～+1.25 V。

　?、诶脙砷T運算放大器構(gòu)建求和電路，實現(xiàn)V1和+1.25 V基準電壓累加，將V1擴展至0～-2.5 V。再做一次反向跟隨放大，實現(xiàn)電壓反向功能，輸出電壓V2為0～+2.5 V。

　　運算放大器選用通用運放LM324，供電電壓±15V，和電流傳感器LA28-NP采用同一供電電路。

　　取R3=R4=R5=10 kΩ，Vmid=-(1.25+V1)，故Vmid電壓范圍為O～-2.5 V。

　　在第二級反相放大電路中可得：

　?、跾TM32F103的A/D轉(zhuǎn)換器精度為12位，理論上對應(yīng)數(shù)字量范圍0～4096。實際情況下，由于接插件、線纜、PCB和器件的綜合影響，充放電流計算公式為：y=kx-5.046，k=0.00244。在實際的程序編制中，k定義為float數(shù)據(jù)類型，至少取3位有效數(shù)字，才能保證O.01 A的電流精度。x表示A/D轉(zhuǎn)換器得到的數(shù)字量。y表示實際電流值，負數(shù)表示充電電流，正數(shù)表示放電電流。充放電電流和A/D數(shù)字量的曲線關(guān)系如圖3所示。

　　2 軟件設(shè)計

　　2.1 基本思路

　　監(jiān)控系統(tǒng)軟件的開發(fā)采用ARM公司的Real View MDK開發(fā)工具，統(tǒng)一采用C語言編程。為提高開發(fā)效率，ST公司推出了針對STM32控制器的固件函數(shù)庫，目前的最新版本為STM32F10x_StdPeriph_Lib_V3.2.O。電壓和電流檢測A/D轉(zhuǎn)換的軟件設(shè)置如下：

　?、倥渲媚M量輸入的GPIO口。STM32控制器有個很大的優(yōu)點，其A/D轉(zhuǎn)換輸入引腳可以是任意GPIO，只要GPIO配置為GPIO_Mode_AIN模式，即可以實現(xiàn)模擬量輸入。STM32F103共有16個外部通道，該設(shè)計中將PCA和PC6作為電壓量和電流量的ADC輸入端。

　　②將ADC設(shè)置為連續(xù)轉(zhuǎn)換模式、右對齊、非外部觸發(fā)。

　　③啟動ADC，開始采樣轉(zhuǎn)換和處理。

　　2.2 軟件濾波措施

　　該應(yīng)用中電壓量和電流量為變化較緩的信號，故軟件采取防脈沖干擾平均濾波算法。連續(xù)采樣N個數(shù)據(jù)，去掉一個最大值和一個最小值，然后計算N-2個數(shù)據(jù)的算術(shù)平均值。通過實驗N取5時可達到滿意的效果。該算法能夠剔除偶然出現(xiàn)的脈沖性干擾，消除由于脈沖干擾所引起的采樣值偏差。

　　3 提高信號檢測精度的措施

　　為提高ADC處理的精度和系統(tǒng)抗干擾能力，該設(shè)計從ADC的使用、電壓基準和供電、濾波及元器件的選擇等方面采取了系列的措施。

　　3.1 ADC的使用

　　使用STM32F103的ADC時考慮兩個方面：

　?、賰蓚€模擬量輸入口臨近的引腳不安排數(shù)字量I/O。I/O腳之間存在耦合電容，因此I/O端口的翻轉(zhuǎn)可能對ADC的模擬輸入產(chǎn)生一些噪聲。這可能是因為PCB走線過于靠近，或互相交叉而產(chǎn)生的。

　?、跍囟葧DC的精度產(chǎn)生較大的影響，主要包括偏移誤差和增益誤差。這些誤差可以通過微控制器的固件程序補償。一種方法是，根據(jù)不同的溫度范圍測量出完整的偏移和增益變化，再在存儲器中建立一個對照表，需要耗費額外的費用和時間。另一種方法是，當溫度達到某個數(shù)值時，使用內(nèi)部的溫度傳感器和ADC看門狗功能，重新校準。

　　3.2 電壓基準芯片和獨立電源供電

　　在該設(shè)計中為保證信號的質(zhì)量，重要的電平信號采用專用芯片來實現(xiàn)。例如使用REF2912和REF2925電壓基準芯片產(chǎn)生+1.25 V和+2.5 V兩個電壓基準源，+1.25 V基準信號用于放大器累加電路，+2.5 V基準信號提供給SFM32F103的Vref+。另外，模擬電路、控制器模擬供電和數(shù)字電路供電采用獨立電源，由專用DC/DC提供±15 V電源，為電流傳感器LA-28P及運算放大器LM324供電，STM32F103的模擬部分VDDA和數(shù)字部分VDD使用獨立的+3.3 V供電。三種獨立電源于一點共地，盡可能地減少電源間的互擾。這樣做的好處是，避免了很多的I/O端口翻轉(zhuǎn)操作在直流電源上產(chǎn)生的大量的噪聲干擾。

　　3.3 其他抗干擾措施

　　該設(shè)計還采取了其他的一些抗干擾措施：STM32F103控制器的VDDA和Vref+引腳連接2個外部的去耦電容器(10 nF瓷介電容+1 μF的鉭電容);模擬電路中的所有電阻采用1%精度的金屬膜電阻;在PCB的布置中，模擬電路部分遠離數(shù)字部分，避免了在模擬電路底下通過數(shù)字信號線。

　　結(jié)語

　　該設(shè)計實現(xiàn)了充放電電流信號的累加升壓、跟隨反向，利用STM32F103控制器片內(nèi)12位A/D實現(xiàn)了實時監(jiān)測。最終電壓檢測實際精度達到O.005 V，電流實際精度達到O.005 A，效果穩(wěn)定、可靠，滿足了設(shè)計要求。需進一步改進之處在于處理系統(tǒng)的溫漂問題，即溫度對電路的影響。