1 引言

　　本文在傳統(tǒng)鎖相環(huán)結構的基礎上進行改進，設計了一款用于多路輸出時鐘緩沖器中的鎖相環(huán)，其主 要結構包括分頻器、鑒頻鑒相器(PFD)、電荷泵、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器(VCO)。在鑒相器前采用預 分頻結構減小時鐘信號在傳輸過程中受雜散分布的電容電感的影響，避免產(chǎn)生信號畸變、漂移等嚴重影 響電路隨時鐘精確工作的現(xiàn)象。PFD 比較兩個分頻器的信號，產(chǎn)生誤差信號對電荷泵進行充放電，電荷 泵產(chǎn)生的模擬信號經(jīng)過環(huán)路濾波器后調節(jié)VCO 頻率。VCO 輸出后的分頻器的分頻系數(shù)與預分頻系數(shù)相 等，目的是使輸出與輸入的時鐘信號頻率相同，起到緩沖而不是分頻的效果。鎖定后實現(xiàn)輸入與輸出信 號零延遲。

　　2 電路結構

　　2.1 鑒頻鑒相器(PFD)

　　PFD 產(chǎn)生關于頻率和相位誤差的信號，其脈沖寬度與相位誤差成比例的變化，傳輸給電荷泵及環(huán)路 濾波器引起壓控振蕩器控制電壓的變化，進而改變振蕩頻率。電路工作的進程如圖2 所示，這是一個下降沿比較的結構，由兩個基本RS 觸發(fā)器和兩個帶復位端的RS 觸發(fā)器組成。這種鑒相器不僅可以對相位 進行比較，也可以對頻率進行比較，鎖存結構記憶了前一次的輸入信號狀態(tài)，從而決定了下一次的輸出 狀態(tài)。

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　　從復位信號有效開始考慮，以參考時鐘超前為例，in1 的下降沿首先使A 由高變低,接下來的in2 下降 沿也使B 由高變低，四輸入與非門的四個輸入端都為高，復位信號RN 變低(有效)，使A 和B 在很短 的時間內變高 。下一個周期重復前一個步驟。反向器的作用是為了消除進入電荷泵的信號上的毛刺。另 外由于復位信號是由四輸入與非門產(chǎn)生的，其本身的延時足以使復位脈沖有一定的寬度，減小鑒相死區(qū)， 又不至于太寬出現(xiàn)錯誤的輸出波形。

　　2.2 電荷泵(CP)

　　電荷泵設計的關鍵是降低抖動和電流失配引起的毛刺以及在開關瞬間的電荷轉移。調節(jié)電荷泵的尺 寸使匹配電流、增益、電容參數(shù)得到優(yōu)化。本文的電荷泵結構簡單，如圖2 所示，由M1"M4 組成連個 共源共柵結構的恒定電流源，高的輸出阻抗使其接近理想的電流源，輸出電阻近似為(gm2+gmb2)ro2r01 或者 (gm3+gmb3)ro3r04。UP 和DN 信號經(jīng)過反向器作為電荷泵的充放電開關，v1"v4 是由基準電路產(chǎn)生的固定 電平，使電流源工作在飽和區(qū)，關系滿足v2>v1>v3>v4。當UP 為低DN 為高時，上半部分電路導通， 通過反向器內部的電源對電容充電;反之，則下半部分導通，Vctrl 通過M3、M4 及反向器內部對地放電; 另外，由于開關不與輸出直接相連，幾乎不受電荷注入的影響，同時四個管子在工作都處于飽和狀態(tài)可 以消除電荷分享效應。在鎖定情況下，PFD 產(chǎn)生同樣寬的基本脈沖UP 和DN，使電荷泵的灌電流和源 電流相等，這樣輸出的凈電流為0 ，保持VCO 的控制電壓不變。

　　由于電荷泵是個對電流匹配程度要求極高結構，因此在設計尺寸方面，要增大電流源的溝道長度， 以減小溝道長度調制效應的影響，這種結構下電荷泵電流失配率僅為2.18%。

　　2.3 壓控振蕩器(VCO)

　　VCO 由五級差分延時單元構成的環(huán)行振蕩器。環(huán)行振蕩器對VCO 性能起著決定性的作用，它的關鍵 性能指標包括線性度、相位噪聲和抖動，因此設計從這三個方面考慮進行優(yōu)化。 本文的延時單元是在傳統(tǒng)的差分結構上改進而來的，改進后的結構如圖3 所示。

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　　通過改變延時單元的 控制電壓來改變每個單元的延時，調節(jié)頻率的變化，電流源的偏置電壓bias 是控制電壓Vctrl 經(jīng)過偏置電 路產(chǎn)生的,兩者滿足一定的函數(shù)關系，它們共同變化使VCO 的輸出電壓擺幅隨頻率變化的幅度不至于過 大，同時很好的保證了頻率與控制電壓的線性關系。

　　延時單元選用采用差分結構是因為它有較好的噪聲抑制作用，消除了噪聲耦合中一次項分量，大大減小了電源噪聲的影響，N 阱也對P 襯底的噪聲進行了隔離;選用PMOS 差分對是考慮到PMOS 管比 NMOS 管有較小的1/f 噪聲和較小的噪聲跨導，對同樣的噪聲電壓，跨導小的PMOS 管的輸出和噪聲電 流小，引起的相位噪聲小。由其上邊的電流源偏置，對稱負載是由二極管連接的NMOS 和同樣尺寸的 NMOS 電流源并聯(lián)組成的。

　　NMSO 電流源有兩個作用：其一是通過減小電流而不是減小其寬長比來降低 負載器件的跨導gm,從而在一定程度上提高增益;其二是通過Vctrl 來改變有效的線性負載，調節(jié)輸出擺幅。 對源端耦合的差分結構來說，差分輸入對的襯底通常有兩種接法：一是接到源端，消除襯偏效應，但 這種接法使源端到地的電容很大，增加抖動：另一種接法是接到最高電位上，這樣節(jié)點電容將減小，但 由于襯偏效應使閾值電壓增大，且隨共模輸入電壓而變。因此本文根據(jù)實際需要，將襯底接到如圖3 中 虛線所示的襯底偏置產(chǎn)生電路上，近似于左邊差分結構的一半，使輸入對管的襯底電壓較源極略高，在 減小源極節(jié)點電容的同時，又不至于使閾值電壓太大。節(jié)點電容的減小也有效降低了VCO 的抖動，改 進后的結構周對周抖動減小。閾值電壓隨控制電壓的變化而變化，從而調節(jié)振蕩幅度和頻率。另外，體 效應還使振蕩器起振所需的控制電壓減小。至此環(huán)行振蕩器的三個主要性能都得到了優(yōu)化。

　　3 仿真結果與版圖

　　本設計采用 CSMC 公司的0.5μm 的CMOS 模型進行了仿真，主要使用Hspice 進行仿真，50MHz 下 的仿真結果表明，在VDD/2 時輸入與輸出延時為0，可實現(xiàn)緩沖器的零延時作用，控制電壓Vctrl 的變化過程如圖4a 所示，從圖中可以看出鎖定時間為0.31ms,功耗為4.8mV。

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　　圖4b 為壓控振蕩器的頻率隨控 制電壓變化的曲線，由圖中可以看出在工作頻率內呈現(xiàn)很好的線性關系，這主要是由VCO 的結構決定 的。增益為83.3MHz/V，有資料表明，與高增益結構相比，較低的VCO 增益會使由耦合噪聲抖動大大減小。 圖5 為該PLL 的版圖，整個版圖面積為1.2μm×1.7μm,版圖設計使用的是Cadence Virtuoso 工具，在 設計中注意完全對稱規(guī)則，抑制共模噪聲。

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　　另外，整個芯片包括許多數(shù)字控制電路，為了抑制其引入襯 底噪聲采用隔離環(huán)進行隔離，并將數(shù)字電路與模擬電路盡量遠離，實現(xiàn)電源、襯底和地的很好的隔離。

　　結論：本文采用CSMC 0.5um 工藝設計了一款用于零延時緩沖器的PLL，仿真結果表明，在負載電 容為15pF 時的周對周抖動為45ps，在滿足各項要求的同時實現(xiàn)了時鐘所要求的低抖動性能。完全滿足 零延遲時鐘緩沖器的要求，本設計產(chǎn)品已通過J750 的測試，證明符合應用要求。

　　本文的創(chuàng)新點在于采用了共源共柵結構的電流源提供充放電點流，增大輸出阻抗，當控制電壓有微 小變化時不會引起點流發(fā)生大的變化，因此這種結構能提供更好的匹配點流。另外，壓控振蕩器兩個輸 入對管的襯底接法也是本文的創(chuàng)新點，能有效的抑制襯底噪聲。