1、概述

開關(guān)電源的設(shè)計是一份非常耗時費力的苦差事，需要不斷地修正多個設(shè)計變量，直到性能達(dá)到設(shè)計目標(biāo)為止。本文step-by-step 介紹反激變換器的設(shè)計步驟，并以一個6.5W 隔離雙路輸出的反激變換器設(shè)計為例，主控芯片采用NCP1015。

基本的反激變換器原理圖如圖 1 所示，在需要對輸入輸出進(jìn)行電氣隔離的低功率（1W～60W）開關(guān)電源應(yīng)用場合，反激變換器（Flyback Converter）是最常用的一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（Topology）。簡單、可靠、低成本、易于實現(xiàn)是反激變換器突出的優(yōu)點。

2、設(shè)計步驟

接下來，參考圖 2 所示的設(shè)計步驟，一步一步設(shè)計反激變換器

1.Step1：初始化系統(tǒng)參數(shù)

------輸入電壓范圍：Vinmin_AC 及Vinmax_AC

------電網(wǎng)頻率：fline（國內(nèi)為50Hz）

------輸出功率：（等于各路輸出功率之和）

------初步估計變換器效率：η（低壓輸出時，η取0.7～0.75，高壓輸出時，η取0.8～0.85）根據(jù)預(yù)估效率，估算輸入功率：

對多路輸出，定義KL（n）為第n 路輸出功率與輸出總功率的比值：

單路輸出時，KL（n）=1.

2. Step2：確定輸入電容Cbulk

Cbulk 的取值與輸入功率有關(guān)，通常，對于寬輸入電壓（85～265VAC），取2～3μF/W；對窄范圍輸入電壓（176～265VAC），取1μF/W 即可，電容充電占空比Dch 一般取0.2 即可。

一般在整流后的最小電壓Vinmin_DC 處設(shè)計反激變換器，可由Cbulk 計算Vinmin_DC：

3. Step3：確定最大占空比Dmax

反激變換器有兩種運行模式：電感電流連續(xù)模式（CCM）和電感電流斷續(xù)模式（DCM）。兩種模式各有優(yōu)缺點，相對而言，DCM 模式具有更好的開關(guān)特性，次級整流二極管零電流關(guān)斷，因此不存在CCM 模式的二極管反向恢復(fù)的問題。此外，同功率等級下，由于DCM模式的變壓器比CCM 模式存儲的能量少，故DCM 模式的變壓器尺寸更小。但是，相比較CCM 模式而言，DCM 模式使得初級電流的RMS 增大，這將會增大MOS 管的導(dǎo)通損耗，同時會增加次級輸出電容的電流應(yīng)力。因此，CCM 模式常被推薦使用在低壓大電流輸出的場合，DCM 模式常被推薦使用在高壓 小電流輸出的場合。

圖?4?反激變換器

對CCM 模式反激變換器而言，輸入到輸出的電壓增益僅僅由占空比決定。而DCM 模式反激變換器，輸入到輸出的電壓增益是由占空比和負(fù)載條件同時決定的，這使得DCM 模式的電路設(shè)計變得更復(fù)雜。但是，如果我們在DCM 模式與CCM 模式的臨界處（BCM 模式）、輸入電壓最低（Vinmin_DC）、滿載條件下，設(shè)計DCM 模式反激變換器，就可以使問題變得簡單化。于是，無論反激變換器工作于CCM 模式，還是DCM 模式，我們都可以按照CCM模式進(jìn)行設(shè)計。

如圖 4（b）所示，MOS 管關(guān)斷時，輸入電壓Vin 與次級反射電壓nVo 共同疊加在MOS的DS 兩端。最大占空比Dmax 確定后，反射電壓Vor（即nVo）、次級整流二極管承受的最大電壓VD 以及MOS 管承受的最大電壓Vdsmax，可由下式得到：

通過公式（5）（6）（7），可知，Dmax 取值越小，Vor 越小，進(jìn)而MOS 管的應(yīng)力越小，然而，次級整流管的電壓應(yīng)力卻增大。因此，我們應(yīng)當(dāng)在保證MOS 管的足夠裕量的條件下，盡可能增大Dmax，來降低次級整流管的電壓應(yīng)力。Dmax 的取值，應(yīng)當(dāng)保證Vdsmax 不超過MOS管耐壓等級的80%；同時，對于峰值電流模式控制的反激變換器，CCM 模式條件下，當(dāng)占空比超過0.5 時，會發(fā)生次諧波震蕩。綜合考慮，對于耐壓值為700V（NCP1015）的MOS管，設(shè)計中，Dmax 不超過0.45 為宜。

4. Step4：確定變壓器初級電感Lm

對于CCM 模式反激，當(dāng)輸入電壓變化時，變換器可能會從CCM 模式過渡到DCM 模式，對于兩種模式，均在最惡劣條件下（最低輸入電壓、滿載）設(shè)計變壓器的初級電感Lm。由下式?jīng)Q定：

其中，fsw 為反激變換器的工作頻率，KRF 為電流紋波系數(shù)，其定義如下圖所示：

對于DCM 模式變換器，設(shè)計時KRF=1。對于CCM 模式變換器，KRF<1，此時，KRF 的取值會影響到初級電流的均方根值（RMS），KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的損耗就會越小，然而過小的KRF 會增大變壓器的體積，設(shè)計時需要反復(fù)衡量。一般而言，設(shè)計CCM 模式的反激變換器，寬壓輸入時（90～265VAC），KRF 取0.25～0.5；窄壓輸入時（176～265VAC），KRF 取0.4～0.8 即可。

一旦Lm 確定，流過MOS 管的電流峰值Idspeak 和均方根值Idsrms 亦隨之確定：

其中：

設(shè)計中，需保證Idspeak 不超過選用MOS 管最大電流值80%，Idsrms 用來計算MOS 管的導(dǎo)通損耗Pcond，Rdson 為MOS 管的導(dǎo)通電阻。

5. Step5：選擇合適的磁芯以及變壓器初級電感的匝數(shù)

開關(guān)電源設(shè)計中，鐵氧體磁芯是應(yīng)用最廣泛的一種磁芯，可被加工成多種形狀，以滿足不同的應(yīng)用需求，如多路輸出、物理高度、優(yōu)化成本等。

實際設(shè)計中，由于充滿太多的變數(shù)，磁芯的選擇并沒有非常嚴(yán)格的限制，可選擇的余地很大。其中一種選型方式是，我們可以參看磁芯供應(yīng)商給出的選型手冊進(jìn)行選型。如果沒有合適的參照，可參考下表：

選定磁芯后，通過其Datasheet 查找Ae 值，及磁化曲線，確定磁通擺幅△B，次級線圈匝數(shù)由下式確定：

其中，DCM 模式時，△B 取0.2～0.26T；CCM 時，△B 取0.12～0.18T。

6. Step6：確定各路輸出的匝數(shù)

先確定主路反饋繞組匝數(shù)，其他繞組的匝數(shù)以主路繞組匝數(shù)作為參考即可。主反饋回路繞組匝數(shù)為：

則其余輸出繞組的匝數(shù)為：

輔助線圈繞組的匝數(shù)Na 為：

7. Step7：確定每個繞組的線徑

根據(jù)每個繞組流過的電流RMS 值確定繞組線徑。

初級電感繞組電流RMS：

次級繞組電流RMS 由下式?jīng)Q定：

ρ為電流密度，單位：A/mm2，通常，當(dāng)繞組線圈的比較長時（>1m）,線圈電流密度取5A/mm2；當(dāng)繞組線圈長度較短時，線圈電流密度取6～10A/mm2。當(dāng)流過線圈的電流比較大時，可以采用多組細(xì)線并繞的方式，以減小集膚效應(yīng)的影響。

其中，Ac 是所有繞組導(dǎo)線截面積的總和，KF 為填充系數(shù)，一般取0.2～0.3.

檢查磁芯的窗口面積（如圖 7（a）所示），大于公式 21 計算出的結(jié)果即可。

8. Step8：為每路輸出選擇合適的整流管

每個繞組的輸出整流管承受的最大反向電壓值VD（n）和均方根值IDrms（n）如下：

選用的二極管反向耐壓值和額定正向?qū)娏餍铦M足：

9. Step9：為每路輸出選擇合適的濾波器

第n 路輸出電容Cout（n）的紋波電流Icaprms（n）為：

選取的輸出電容的紋波電流值Iripple 需滿足：

輸出電壓紋波由下式?jīng)Q定：

有時候，單個電容的高ESR，使得變換器很難達(dá)到我們想要的低紋波輸出特性，此時可通過在輸出端多并聯(lián)幾個電容，或加一級LC 濾波器的方法來改善變換器的紋波噪聲。注意：LC 濾波器的轉(zhuǎn)折頻率要大于1/3 開關(guān)頻率，考慮到開關(guān)電源在實際應(yīng)用中可能會帶容性負(fù)載，L 不宜過大，建議不超過4.7μH。

10. Step10：鉗位吸收電路設(shè)計

如圖 8 所示，反激變換器在MOS 關(guān)斷的瞬間，由變壓器漏感LLK 與MOS 管的輸出電容造成的諧振尖峰加在MOS 管的漏極，如果不加以限制，MOS 管的壽命將會大打折扣。因此需要采取措施，把這個尖峰吸收掉。

反激變換器設(shè)計中，常用圖 9（a）所示的電路作為反激變換器的鉗位吸收電路（RCD鉗位吸收）。

RClamp 由下式?jīng)Q定，其中Vclamp 一般比反射電壓Vor 高出50～100V，LLK 為變壓器初級漏感，以實測為準(zhǔn)：

圖?9 RCD?鉗位吸收

CClamp 由下式?jīng)Q定，其中Vripple 一般取Vclamp 的5%～10%是比較合理的：

輸出功率比較小（20W 以下）時，鉗位二極管可采用慢恢復(fù)二極管，如1N4007；反之，則需要使用快恢復(fù)二極管。

11. Step11：補償電路設(shè)計

開關(guān)電源系統(tǒng)是典型的閉環(huán)控制系統(tǒng)，設(shè)計時，補償電路的調(diào)試占據(jù)了相當(dāng)大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器，絕大多數(shù)采用峰值電流控制控制模式。峰值電流模式反激的功率級小信號可以簡化為一階系統(tǒng)，所以它的補償電路容易設(shè)計。通常，使用Dean Venable提出的Type II 補償電路就足夠了。

在設(shè)計補償電路之前，首先需要考察補償對象（功率級）的小信號特性。

如圖8 所示，從IC 內(nèi)部比較器的反相端斷開，則從控制到輸出的傳遞函數(shù)（即控制對象的傳遞函數(shù)）為：