自從1999年首次面世以來，寬帶全差分放大器（FDA）的單端至差分應(yīng)用經(jīng)常將一個接地電阻用作輸入匹配電路的一部分，代價是更高的以輸入為參考的噪聲電壓。如果可以去除那個電阻，輸入阻抗匹配電路僅由進(jìn)入求和點的路徑確定，那么就有可能得到低得多的以輸入為參考的噪聲。當(dāng)輸入匹配電路可以通過一個大于1GHz的共模環(huán)路帶寬保持在很高頻率時，這是一個可行的方案。本文將介紹兩種方法的設(shè)計公式，并比較以輸入為參考的噪聲對目標(biāo)增益的影響。
　　使用全差分放大器實現(xiàn)的單端至差分轉(zhuǎn)換
　　日益普及的全差分放大器（FDA）支持的更加有用的功能之一是將單端信號源轉(zhuǎn)換為所有現(xiàn)代ADC輸入要求的差分輸出信號。這些設(shè)計可以是直流或交流耦合設(shè)計。當(dāng)采用直流耦合時，需要留意輸入共模范圍，在這種情況下雙極電源對許多FDA來說是很有用的。如果有更高速度要求，那么單電源更加常見，并且通常要求使用輸入匹配電路來匹配某些源阻抗，以便限制反射和/或SFDR劣化。雖然單電源FDA可以提供直流耦合路徑，但本文將介紹一種交流耦合方法，它能取消輸入共模范圍這一考慮因素。只要輸入保持在一定范圍內(nèi)，這些相同結(jié)果也可以應(yīng)用于直流耦合設(shè)計。圖1顯示了雙重端接50Ω輸入設(shè)計的典型交流耦合式實現(xiàn)。這種設(shè)計可以進(jìn)一步改進(jìn)為增益為5V/V的目標(biāo)設(shè)計例子，這可以從使用499Ω反饋元件、并使用免費(fèi)的Spice仿真器產(chǎn)生原理圖開始（參考文獻(xiàn)1）。
　　
　　圖1：增益為5V/V（14dB）、輸入阻抗為50Ω的交流耦合式單端至差分設(shè)計。
　　對這類電路來說有幾個常見的考慮因素——
　　1. 反饋電路是相等的。
　　2. 輸入阻抗等于Rt和看向Rg1的阻抗的組合。
　　3. 通過FDA內(nèi)共模環(huán)路的作用，看向Rg1的阻抗將增加到超過Rg1的值（參考文獻(xiàn)2）。這個環(huán)路的作用是使輸出共模電壓保持不變，進(jìn)而導(dǎo)致輸入共模電壓隨輸入信號變化而改變，增加朝Rg1看的外在輸入阻抗。
　　4. 電阻Rg2用于取得差分平衡，等于Rg1 + Rt||Rs。
　　5. 當(dāng)Rg2設(shè)置好后，這個電路的噪聲增益（NG）就等于1+Rf/Rg2。
　　6. 由于輸入路徑上采用的是交流耦合，因此直流I/O工作電壓默認(rèn)為內(nèi)部產(chǎn)生的Vcm參考電壓（對這個3.3V單電源器件來說是1.2V）。這個Vcm控制了輸出共模電壓，但由于沒有直流電流路徑返回到輸入端，Vcm也就確定了直流輸入共模工作電壓。
　　上述特定例子使用的是一種非常低噪聲的4GHz增益帶寬FDA-ISL55210。在本例中，設(shè)計從選擇Rf的值開始，然后求出Rt和Rg1元件的值。在Rt和Rg1元件之間劃分輸入匹配貢獻(xiàn)方面幾乎沒有供應(yīng)商指導(dǎo)?？晒?quán)衡的因素是，Rg1元件變小（Rt變大）將減小輸入噪聲和擴(kuò)展帶寬（針對基于電壓反饋的FDA）。朝這個方向進(jìn)行下去將更多地取決于共模環(huán)路帶寬，并將輸入匹配設(shè)進(jìn)Rg1路徑（參考文獻(xiàn)2）。雖然獲得圖1電路中電阻值的最常見方法是反復(fù)或近似方法，但為目標(biāo)增益（Av）和輸入阻抗（Rs）選取Rf可以巧妙地變?yōu)獒槍t的二次方程求解（參考文獻(xiàn)3）。