由于通訊系統(tǒng)聯(lián)機(jī)距離的長(zhǎng)短，基本上是取決于所收集的多路徑能量的多寡，因此高速UWB通訊系統(tǒng)設(shè)計(jì)的另一項(xiàng)重要挑戰(zhàn)，是從多個(gè)路徑收集最多的能量。數(shù)種不同技術(shù)，例如單載波系統(tǒng)均衡器中的均衡器和耙式接收器 (RAKE receivers) 以及多載波系統(tǒng)的循環(huán)前綴 (cyclic prefix) 或是補(bǔ)零前綴 (zero-padded prefix)，可用來(lái)從多個(gè)路徑收集能量。這些技術(shù)通常都在數(shù)字領(lǐng)域中實(shí)際操作，這樣它們就能利用日益精密的硅芯片技術(shù)。隨著作業(yè)環(huán)境的不同，選擇單載波或多載波系統(tǒng)時(shí)，必然要就復(fù)雜性做出取舍，應(yīng)用和多路徑環(huán)境會(huì)決定何種方法能提供復(fù)雜性較低的解決方案。

將7,500 MHz頻寬配置給UWB有個(gè)主要的缺點(diǎn)，那就是它會(huì)涵蓋多個(gè)已有其它用途的頻帶，包括U-NII和WiMax。設(shè)計(jì)人員必須考慮如何處理頻帶內(nèi)其它裝置產(chǎn)生的干擾問(wèn)題，同時(shí)控制其本身對(duì)這些裝置所造成的干擾。除此之外，頻帶外裝置發(fā)出的噪聲，也是所有UWB設(shè)計(jì)人員所必須解決的問(wèn)題，因此UWB系統(tǒng)必須具備強(qiáng)大的窄頻噪聲抵抗能力，并同時(shí)與現(xiàn)有及未來(lái)的裝置共存。

目前僅美國(guó)完成UWB頻譜的配置及規(guī)范，這是UWB系統(tǒng)設(shè)計(jì)的另一項(xiàng)挑戰(zhàn)。歐洲、日本、韓國(guó)和世界其它地區(qū)正在為UWB產(chǎn)品配置頻譜，但相關(guān)規(guī)范仍未定案，這些地區(qū)最后所決定的頻譜配置方式和發(fā)射限制值可能與美國(guó)所制定的有所不同，因此系統(tǒng)設(shè)計(jì)必須提供足夠的頻譜彈性。最好是只要透過(guò)簡(jiǎn)單的軟件修改就能完成頻譜調(diào)整，使得一套解決方案就能適用于全世界各地，而不需要修改任何硬件。

最后，就市場(chǎng)角度而言，UWB解決方案的必須符合低成本，其功耗也應(yīng)能達(dá)到目標(biāo)應(yīng)用的要求，這些都是UWB系統(tǒng)要能在市場(chǎng)上成功所須的關(guān)鍵。

總而言之，要設(shè)計(jì)一套成功的高速UWB通訊系統(tǒng)，這些挑戰(zhàn)包括：
1.?頻寬最佳化：射頻、模擬和混合訊號(hào)設(shè)計(jì)與傳送功率之間的取舍；
2.?多路徑能量的收集；
3.?強(qiáng)大的窄頻干擾抵抗能力，還能與現(xiàn)有及未來(lái)的裝置共存；
4.?頻譜彈性和全球電信法規(guī)的兼容性；以及
5.?復(fù)雜性及功耗限制。
3. 脈沖無(wú)線電和多頻帶OFDM UWB系統(tǒng)概述

傳統(tǒng)的UWB通訊系統(tǒng)設(shè)計(jì)方法是采用脈沖無(wú)線電 (impulse radio)，它會(huì)將信息放入極窄的時(shí)域脈沖，使用很窄的時(shí)域脈沖是為了產(chǎn)生夠?qū)挼念l譜 (通常等于或大于2,000 MHz)。在將信息位編碼至很窄的時(shí)域脈沖前，通常會(huì)先透過(guò)很長(zhǎng)的準(zhǔn)隨機(jī)序列或映像至多維度多訊號(hào)群 (multi-dimensional constellation) 的方式將這些信息打散，例如使用M-ary二位正交鍵控訊號(hào)群 (M-ary binary orthogonal keying constellation)。利用展頻技術(shù)發(fā)展UWB通訊系統(tǒng)的主要優(yōu)點(diǎn)，在于這些技巧已廣被了解，并在IEEE 802.11b等其它商用技術(shù)中獲得證明。UWB論壇是脈沖無(wú)線電UWB技術(shù)的支持者，其所制定的UWB技術(shù)通常又稱為單載波直接序列超寬帶技術(shù) (single-carrier direct-sequence UWB)。

新近的UWB通訊系統(tǒng)設(shè)計(jì)方法則是以多頻帶正交分頻調(diào)變 (multi-band OFDM) 技術(shù)為基礎(chǔ)，它會(huì)將頻譜分成數(shù)個(gè)次頻帶，同時(shí)讓每個(gè)次頻帶寬度都略大于500 MHz，以符合UWB訊號(hào)要求。接著它會(huì)透過(guò)時(shí)間交錯(cuò)的方式 (time-interleaved) ，在各個(gè)次頻帶內(nèi)利用很窄的時(shí)域OFDM符碼傳送信息 (請(qǐng)參考圖二)，使得無(wú)論任何時(shí)刻，傳送訊號(hào)都只局限在一個(gè)次頻帶。以時(shí)間交錯(cuò)方式利用多個(gè)次頻帶傳送符碼的主要優(yōu)點(diǎn)，在于UWB系統(tǒng)可以傳送同樣的平均功率 – 就像它們?cè)谑褂谜麄€(gè)頻寬，也就是次頻帶頻寬乘上次頻帶數(shù)目所得到的頻寬值。多頻帶的好處是瞬間處理頻寬很小 (大約500 MHz)，這不但增加頻譜的使用彈性和全球電信法規(guī)的兼容性，功耗及成本也會(huì)變得更低。因此采用OFDM的理由是其接收器收集多路徑能量的效率相較于使用同樣頻寬的單載波系統(tǒng)為高。多頻帶OFDM聯(lián)盟 (Multi-band OFDM Alliance) 是多頻帶OFDM (MB-OFDM) UWB技術(shù)的推動(dòng)者。

這兩種技術(shù)都已提交給IEEE 802.15.3a工作小組審核，后面將根據(jù)第二節(jié)所列出的部份挑戰(zhàn)，例如它們的頻寬、多路徑能量的收集能力和接收器復(fù)雜性，來(lái)比較這兩種方法。在后續(xù)文章里，將根據(jù)第二節(jié)列出的其它挑戰(zhàn)，進(jìn)一步比較這兩種方法。

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圖二：以時(shí)間交錯(cuò)方式利用多個(gè)次頻帶傳送OFDM符碼的范例

4. MB-OFDM與DS-UWB系統(tǒng)比較

在這一章節(jié)里，將就頻寬最佳化、多路徑能量收集能力和接收器復(fù)雜性等方面，來(lái)比較多頻帶OFDM (MB-OFDM) 系統(tǒng)和直接序列UWB (DS-UWB) 系統(tǒng)，并特別檢測(cè)分析單載波直接序列UWB系統(tǒng)在1,368 MHz芯片速率 (chip-rate) 下，使用16 finger耙式接收器；多頻帶OFDM系統(tǒng)使用128點(diǎn)快速傅立葉轉(zhuǎn)換 (FFT)、60.6 ns補(bǔ)零前綴以及507 MHz瞬間操作頻寬和1,521 MHz平均操作頻寬。

4.1 頻寬取舍

基本上，DS-UWB和MB-OFDM系統(tǒng)使用的平均工作頻寬都一樣，因此若忽略頻譜可能出現(xiàn)的細(xì)微變動(dòng)，這兩種技術(shù)的傳送功率其實(shí)相同。MB-OFDM解決方案的主要優(yōu)點(diǎn)，在于其瞬間頻寬無(wú)論何時(shí)都不會(huì)超過(guò)528 MHz，這表示基頻通道選擇濾波器和可變?cè)鲆娣糯笃魉氈С值念l寬，將遠(yuǎn)低于DS-UWB解決方案 (相差約三倍)；除此之外，MB-OFDM的混合訊號(hào)電路，特別是數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器和模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器，還能以低于DS-UWB解決方案的速率工作。雖然MB-OFDM解決方案所需的位數(shù)比DS-UWB解決方案多一個(gè)，但模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器的功耗卻至少能減少1.5倍以上。

由此可見(jiàn)，MB-OFDM解決方案的頻寬表現(xiàn)顯然優(yōu)于DS-UWB解決方案。

4.2 多路徑能量的收集

多路徑信道環(huán)境對(duì)無(wú)線通訊系統(tǒng)的設(shè)計(jì)來(lái)說(shuō)，具有相當(dāng)?shù)奶魬?zhàn)性。因?yàn)闊o(wú)線通訊系統(tǒng)的效能和強(qiáng)固性，通常是由接收器所能收集的多路徑能量多寡決定；而UWB信道模型在4到10公尺范圍內(nèi)，可能就會(huì)出現(xiàn)高度的發(fā)散性。一般非可視范圍的通道環(huán)境，通常會(huì)有14 ns的均方根值延遲擴(kuò)散時(shí)間 (RMS delay spread)，最惡劣通道環(huán)境的均方根值延遲擴(kuò)散時(shí)間則達(dá)到25 ns。

隨著系統(tǒng)種類的不同，接收器通常采用兩種方法來(lái)收集多路徑能量：或者在單載波系統(tǒng)中使用耙式接收器，或者在傳送符碼的前端加入循環(huán)前綴或補(bǔ)零前綴。OFDM等多載波接收器通常會(huì)采取后面一種做法。在絕大多數(shù)的UWB通訊系統(tǒng)中，當(dāng)取樣率的倒數(shù)總是遠(yuǎn)小于總延遲擴(kuò)散時(shí)間，此時(shí)OFDM系統(tǒng)就比單載波解決方案更具有吸引力，特別當(dāng)考慮到數(shù)字方面的復(fù)雜性時(shí)。

單載波系統(tǒng)的效能在高度發(fā)散性通道中會(huì)受到兩項(xiàng)效應(yīng)的限制。首先，它需要相當(dāng)數(shù)量的RAKE finger才能收集足夠的多路徑能量。其次，通道的時(shí)間發(fā)散特性會(huì)造成符碼間的干擾 (Inter-Symbol Interference，簡(jiǎn)稱ISI)，進(jìn)而導(dǎo)致系統(tǒng)效能下降。使用均衡器雖然可以減少符碼間干擾的影響，但是需以更高的運(yùn)算復(fù)雜性作為代價(jià)。

令r(n)相當(dāng)于基頻上的離散取樣接收序列，則它可寫成：

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其中s(n)為傳送序列，h(k)是長(zhǎng)度為L(zhǎng)的通道脈沖響應(yīng)，w(n)是噪聲序列。令y(n)代表耙式接收器的輸出，它共涵蓋L個(gè)系數(shù)，其中只有M個(gè)fingers不等于零，再令δ(k)代表M個(gè)延遲時(shí)間，分別對(duì)應(yīng)于L-tap耙式接收器響應(yīng)函數(shù)f(n)的非零系數(shù)，那么：

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若接收器響應(yīng)和通道脈沖響應(yīng)完全匹配，接收器就能收集所有的多路徑能量，但它也意味M必須等于L，如此將使耙式接收器的設(shè)計(jì)變得更為復(fù)雜。

圖三將DS-UWB系統(tǒng)的多路徑能量損耗以及 訊號(hào)／符碼間干擾 的比值 (signal-to-ISI ratio) 表示成RAKE finger總數(shù)的函數(shù)，圖中所示為通道中第90個(gè)百分位的數(shù)值，這相當(dāng)于4至10公尺非可視范圍的通道環(huán)境 (CM3)，以及114 Mbps的數(shù)據(jù)速率。圖中還假設(shè)所選擇的RAKE finger可在大約40 μs的間距內(nèi)獲得最大的多路徑系數(shù)。從圖三可看出，就算使用理想的16 finger RAKE，DS-UWB系統(tǒng)仍只能收集56%的多路徑能量；使用16 finger耙式接收器時(shí)，符碼間干擾只比訊號(hào)能量小9 dB，這會(huì)造成系統(tǒng)效能下降。值得注意的是，當(dāng)數(shù)據(jù)速率加倍時(shí)，處理增益會(huì)減少一半，使得符碼間干擾增加3 dB，例如對(duì)于16 finger耙式接收器來(lái)說(shuō)，200 Mbps數(shù)據(jù)速率的符碼間干擾約比訊號(hào)能量小5 dB，因此若沒(méi)有均衡器的協(xié)助，訊號(hào)雜波比 (SINR) 將不足以使得信息位被成功的譯碼。

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圖三：DS-UWB系統(tǒng)在4至10公尺、非可視范圍的通道環(huán)境內(nèi)所收集的第90個(gè)百分位多路徑能量

OFDM系統(tǒng)只需使用低復(fù)雜性的接收器，就能對(duì)多路徑發(fā)散提供強(qiáng)大的抵抗能力，這項(xiàng)系統(tǒng)固有的特性，是由于其加入了循環(huán)前綴或與其等效的補(bǔ)零前綴。為了要支持補(bǔ)零前綴，接收器唯一要做的改變，就是收集與前綴等長(zhǎng)的額外樣本值，然后使用迭加法 (overlap-and-add) 以取得環(huán)形旋積的特性 (circular convolution)。我們可以證明使用循環(huán)前綴的接收器與信道脈沖響應(yīng)進(jìn)行線性旋積 (linear convolution) 運(yùn)算時(shí)，其結(jié)果相當(dāng)于執(zhí)行環(huán)形旋積。由于時(shí)域的環(huán)形旋積運(yùn)算等同于離散傅立葉域 (DFT domain) 的乘法運(yùn)算，因此一個(gè)single-tap的頻域均衡器就足以消除多路徑信道對(duì)于傳送訊號(hào)的影響。

補(bǔ)零前綴的長(zhǎng)度決定其所能收集的多路徑能量，補(bǔ)零前綴區(qū)間 (ZP window) 以外的多路徑能量則會(huì)造成載波間干擾 (Inter-Carrier-Interference，簡(jiǎn)稱ICI)，所以選擇補(bǔ)零前綴長(zhǎng)度時(shí)，應(yīng)將載波間干擾的影響減至最小，將收集的多路徑能量增至最大，同時(shí)減少循環(huán)前綴帶來(lái)的額外處理負(fù)擔(dān)。（圖四：補(bǔ)零前綴的長(zhǎng)度如何影響接收器在4至10公尺、非可視范圍通道環(huán)境內(nèi)所收集的能量，以及補(bǔ)零前綴區(qū)間外多路徑能量所造成的載波間干擾）。以MB-OFDM解決方案中使用60.6 ns的補(bǔ)零前綴長(zhǎng)度做比較，它在此通道環(huán)境內(nèi)所實(shí)現(xiàn)的第90個(gè)百分位通道約能收集95%的多路徑信道能量。

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圖四：將4至10公尺、非可視范圍通道環(huán)境內(nèi)所收集的多路徑能量表示成循環(huán)前綴長(zhǎng)度的函數(shù)

由此可見(jiàn)，MB-OFDM解決方案的多路徑能量收集效率顯然勝過(guò)DS-UWB解決方案。

4.3 接收器的復(fù)雜性

接收器復(fù)雜性是選擇實(shí)體層時(shí)的重要參數(shù)，單載波系統(tǒng)的復(fù)雜性會(huì)隨著RAKE finger數(shù)目和接收器取樣率而線性增加。對(duì)于DS-UWB系統(tǒng)而言，一個(gè)M-finger耙式接收器的每個(gè)芯片都必須執(zhí)行M次的復(fù)數(shù)乘法，因此以芯片速率進(jìn)行取樣的16 finger耙式接收器，平均每奈秒就必須執(zhí)行21.9次的復(fù)數(shù)乘法，這只是針對(duì)DS-UWB系統(tǒng)的復(fù)雜性分析，還不包括導(dǎo)入高速可適性均衡器所需的復(fù)雜性。信息數(shù)據(jù)速率很高 (> 200 Mbps) 的單載波系統(tǒng)通常都需要這種均衡器。

OFDM系統(tǒng)的復(fù)雜性會(huì)隨著快速傅立葉轉(zhuǎn)換 (FFT) log2(N)?的大小而以對(duì)數(shù)改變，若采用N點(diǎn)快速傅立葉轉(zhuǎn)換，每個(gè)OFDM符碼就需要執(zhí)行 (N/2) 次復(fù)數(shù)運(yùn)算。由于補(bǔ)零前綴的影響，OFDM符碼通常會(huì)超過(guò)N個(gè)樣本值。對(duì)于多頻帶OFDM系統(tǒng)，快速傅立葉轉(zhuǎn)換每奈秒只須執(zhí)行1.48次復(fù)數(shù)乘法，而single-tap頻域均衡器每奈秒則需要額外的0.42次復(fù)數(shù)乘法，因此整個(gè)接收器每奈秒只須執(zhí)行1.9次乘法，比DS-UWB系統(tǒng)的復(fù)雜性減少了十倍。除此之外，多載波系統(tǒng)也不必為了提高信息的數(shù)據(jù)速率而增加其復(fù)雜性。

就高發(fā)散性通道而言，MB-OFDM接收器在多路徑能量收集方面，其效率遠(yuǎn)高于DS-UWB解決方案。

5. 結(jié)論

聯(lián)邦通訊委員會(huì)的歷史性Report & Order報(bào)告，為超高速無(wú)線個(gè)人局域網(wǎng)絡(luò)的技術(shù)發(fā)展，開啟了許多新的研究領(lǐng)域，本文討論了成功建造UWB系統(tǒng)所須克服的數(shù)項(xiàng)重要挑戰(zhàn)。我們還以第二小節(jié)所介紹的多項(xiàng)要求為標(biāo)準(zhǔn)，比較了高速UWB通訊系統(tǒng)的兩種主要候選技術(shù)，結(jié)果證明MB-OFDM解決方案比DS-UWB解決方案更適合于高速UWB通訊系統(tǒng)。