高效率高可靠性的推挽正激直流變換器

推挽正激變換器是低壓大電流輸入場合的理想拓撲之一，但其輸出整流二極管上由于反向恢復產生很高的電壓尖峰。這將導致整流二極管選取困難，并影響其使用壽命。研究了一種加無源無損緩沖吸收的推挽正激變換器，整流二極管上尖峰電壓小，可靠性高。并給出了該變換器的工作原理和緩沖電容的參數(shù)設計，還通過lkW實驗樣機給出了加緩沖吸收電路前后的實驗波形。樣機取得了高效率和高可靠性。
　　關鍵詞：緩沖吸收電路；電壓尖峰；推挽正激；直流變換器

O 引言
　　在輸入低壓大電流場合，推挽正激變換器（Push-Pull Forward，PPF）因具有以下3方面的優(yōu)點而得到廣泛應用：
(1)輸入濾波器的體積和重最小；
(2)箝位電容無損耗地抑制了功率管的電壓尖峰；
(3)變壓器磁芯利用率高。
　　在輸出高電壓時(本文為360V)，變壓器副邊線圈匝數(shù)較多，副邊漏感不可忽略。在整流二極管反向恢復時間內，整流二極管上存在很高的電壓尖峰，給整流二極管的選取帶來困難，并降低了整流二極管的可靠性。雖然RC或者RCD緩沖電路可以一定程度上抑制二極管的電壓尖峰，但是電阻上損耗較大。文獻[3]提出了一種簡單的無源無損緩沖吸收電路，可以較好地抑制整流二極管的電壓尖峰。
　　本文將該無損緩沖吸收電路應用于蓄電池供電的推挽正激變換器中，顯著降低了整流二極管的電壓尖峰。制作的原理樣機電路結構簡單，功率器件工作可靠性高，并且實現(xiàn)了高的整機變換效率。

工作原理
　　圖l為加無損緩沖吸收的PPF電路。Ds1、Ds2分別為開關管S1、S2寄生的反并二極管，變壓器的Np1=Np2=Np、Ns1=Ns2=Ns分別為原、副邊的匝數(shù)，匝比n=Ns/Np，原邊兩個繞組的勵磁電感均為Lm，Lo(圖1中未標出)為變壓器原邊繞組的漏感．Lo’為
折算到變壓器副邊繞組的漏感，D5、D6、D7、C1、C2構成無損緩沖吸收電路，且C1=C2=Cc。變壓器副邊兩個繞組的連接點與輸出濾波電容C3和C4的中點相連，輸出電壓為±V0/2。
　　

　　在分析電路原理前，假定：
(1)S1、S2，D1、D2、D3、D4導通壓降忽略不計；
(2)箝位電容C較大，在穩(wěn)態(tài)工作時兩端電壓保持為Vin不變；C3=C4=C0足夠大，將它看作電壓恒定為V0/2的電壓源；L1=L2=L足夠大，將它看作電流為I0的電流源；
(3)開關周期為Ts，S1、S2每個周期開通時間均為Ton，S1、S2工作的占空比D=Ton/Ts。
　　根據(jù)輸出電感的伏秒積分平衡，可得變換器輸入輸出關系：V0=4nDVin。
　　圖2為加無損緩沖吸收的PPF電路工作原理波形圖，一共分為14個工作模態(tài)。


　　(1)工作模態(tài)l[t0-t1] 如圖3(a)所示，在t0以前，S1和S2都是關斷的，輸入電流沿回路Vin-Np-C-Np2環(huán)流，環(huán)流為Ia=2nDI0。原、副邊繞組電壓為零，整流二極管同時導通，iD1=iD2=I0/2。t0時刻，S1導通，Vin加在原邊漏感Lo上，ip1迅速增加；Vc加在繞組的漏感上，ip2迅速減小并反向增人。同時，流過iD1、iD4的電流增大，流過iD2、iD3的電流減小，此過程持續(xù)到iD2減小到0并且增大到最大反向恢復電流時結束。模態(tài)l中，Vc1=Vc2=0，VD5=VD6=Vo/2，VD7=0。
　　　　　　　　　　

　　(2)工作模態(tài)2[t0-t2] 如圖3(b)所示，t1時刻，D2、D3中反向恢復電流達到最大值，D5、D6導通，D2、D3達到瞬時反向電壓Vo，緩沖電容C1(C2)和副邊漏感Lo’開始諧振。Vin、VC分別加在原邊繞組Np1、Np2上，ip1正向增大，ip2減小并反向增大。
　　　　　　　



　　　　兩端電壓從零開始諧振增大，在半個諧振周期后達到最大值VC1max=VC2max=2nVin-Vo，此時模態(tài)2結束。模態(tài)2中，VD5=VD6=0，VD7=Vo。二極管D2、D3兩端反向電壓從V0逐漸增大VD2=VD3=4nVin-V0。
　　(3)工作模態(tài)3[t2-t3] 如圖3(c)所示，t2時刻，D2、D3兩端電壓回落到穩(wěn)態(tài)關斷值2nVin，D5、D6關斷。變壓器原邊工作的狀況同模態(tài)2。當Vin≤Vo/n時，VC1=VC2=2nVin-Vo，VD5=VD6=nVin-Vo/2，VD7=2V。-2nVin；當Vin≥V。/n時．VD5=VD6=Vo/2。C1和C2在此工作模態(tài)一開始就向負載釋放存儲的部分能量，電壓下降至VC1=VC2=nVin，此時VD7=O。
　　(4)工作模態(tài)4[t3-t5] 如圖3(d)所示，t3時刻，S1關斷，此前ip1始終大于ip2，因此在S1關斷瞬間S2的反并二極管DS2導通，此時，S1兩端的電壓被箝位到Vin+Vc=2Vin；繞組Np1中的漏感能量通過低阻抗回路Np1-c-Ds2釋放到箝位電容C中，繞組Np2中的漏感能量通過回路Np2-Ds2一Cin釋放到Cin中。同時，流過D1、D4中的電流減小，D7導通，C1、C2提供部分負載電流；直到t4時刻，D1、D4完全關斷，C1和C2提供全部負載電流。在該模態(tài)中，ip1不斷減小，ip2不斷正向增大，當ip1=ip2時，Ds2自然關斷，該工作模態(tài)結束。該模態(tài)中VD7=0，VD5=VD6=Vo/2。

　　(5)工作模態(tài)5[t5-t6] 如圖3(e)所示，t5時刻，D2和S2都關斷。在該模態(tài)中，環(huán)流Ia=ip1=ip2=2nDI。經過回路Vin-Np1-C-Np2給箝位電容C充電。副邊整流二極管全部關斷，C1和C2按照關系式(7)繼續(xù)給負載放電，提供全部的負載電流；VD5=VD6=Vo/2，VD7=O。當C1、C2放電為零時，該模態(tài)結束。
　　

　　(6)工作模態(tài)6[t6-t7] 如圖3(f)所示，t6時刻，C1和C2放電為零，副邊整流二極管全部導通續(xù)流，iD1=iD2=Io/2。此時原邊開關管都處于關斷階段，環(huán)流Ia基本保持不變。VD7=O，VC1=VC2=0，VD5=VD6=Vo/2。
　　(7)工作模態(tài)7[t7-t14]
t7時刻，S2導通，開始下半個周期的工作，工作模態(tài)和上半個周期相同，只是勵磁電流的方向相反，完成變壓器的去磁。
　　
2 緩沖吸收電路參數(shù)設計
　　緩沖電容的選取直接關系到整流二極管電壓尖峰的抑制效果。由前面模態(tài)2分析可知，緩沖電容若選取過小，諧振周期過短，尖峰抑制效果不明顯；若選取過大，雖然可以很好地抑制電壓尖峰，但是緩沖電容充放電時間過長，將影響PPF電路正常工作模態(tài)，甚至占據(jù)整個二極管的續(xù)流過程，引起原邊開關管電流尖峰過大。實際在選取緩沖電容Cc時使諧振周期滿足式(8)條件：
　　　　　　　　


3 實驗結果
　　為了驗證無損緩沖電路的尖峰吸收過程，研制了一臺1 000W的實驗樣機。實驗參數(shù)確定為：Vin=18V～32V，Vo=360V，n=9.5，C=33.3μF，L1=L2=320μH，C1=C2=4.7nF，C3=C4=470μF，Ts=20μs。S1和S2為FQAl40N10；D1、D2、D3、D4采用CSD10120，D5、D6、D7采用DSE112-06。
　　圖4(a)和圖4(b)給出了在額定輸入27V、輸出l 000W時，不加緩沖電路和加緩沖電路時整流二極管vD1的電壓波形。從實驗波形中可以看出，加緩沖電路后，vD1的電壓尖峰減小了300V左右，表明緩沖電路對整流二極管的電壓尖峰具有很好的抑制作用。圖4(b)中，S1關斷后，在4個整流管都續(xù)流前，vD1波形有一小段突起，對應的是緩沖電容C1和C2給負載放電的過程。
　　　　　　　　　　


　　圖5給出了緩沖電路各器件的電壓波形，波形從上往下依次是vgsl、vC1、vD7、vD5。當任何一個開關管開通時，緩沖電容充電，抑制了關斷整流管的電壓尖峰；當任何一個開關管關斷時，緩沖電容給負載釋放能量，然后4個整流二極管均導通續(xù)流。整流二極管和緩沖二極管上振蕩周期均為和緩沖電容無關。其中，CD為整流二極管導通時的等效結電容。
　　圖6為該變換器在24V、27V、30V輸入時對應不同輸出功率的的效率分布曲線圖。其中輸入電壓為24V，輸出功率600W時最高效率可達93.1％，27V滿載1 000W時效率為92.8％。


4 結語
　　本文研究了一種高效率高可靠性的推挽正激直流變換器。針對整流二極管上的電壓尖峰高，應用了一種無源無損的緩沖吸收電路，可以很好地抑制整流二極管上的電壓尖峰。詳細地分析了該推挽正激直流變換器的工作原理，給出了緩沖電路的參數(shù)設汁，并通過研制的1kW實驗樣機，驗證了該緩沖吸收電路良好的尖峰抑制效果，從而提高了整流二極管工作時的可靠性。同時，實驗樣機也取得了高效率。