由于直接變頻信號鏈上使用了IQ解調(diào)器，因此要精確地預(yù)測噪聲指數(shù)的影響通常較為困難。一般使用噪聲指數(shù)儀來測量噪聲指數(shù)，然而，這種儀器不能在極低的頻率下工作，因而無法在基帶頻率范圍內(nèi)捕獲典型的噪聲數(shù)據(jù)。一種可行的方法是使用校準(zhǔn)噪聲源和帶前置放大輸入的頻譜分析儀對解調(diào)器中的噪聲進(jìn)行測量，該方法受限于頻譜分析儀在基帶頻率上的靈敏度，在實(shí)際應(yīng)用中，可以配合使用矢量信號分析技術(shù)來評估基帶噪聲。

本文將介紹在有干擾信號和無干擾信號的兩種情況下，使用基帶矢量信號分析儀測量IQ解調(diào)器噪聲指數(shù)的一些基本技術(shù)。

背景

假定直接變頻信號鏈如圖1所示，如眾多接收機(jī)一樣，該設(shè)計(jì)在正交混頻處理、信道選擇和信號檢測之前使用了一個(gè)頻段可選的低噪聲前端。這類似于一個(gè)真實(shí)的中頻采樣接收機(jī)，除了信號通過IQ解調(diào)器時(shí)，被分解成正交的兩部分，這具有為初始IQ矢量（用于產(chǎn)生有用調(diào)制信號）提供直接輸出的固有便利性，認(rèn)識到該固有特性的存在有利于理解該正交混頻處理及與其相關(guān)的復(fù)數(shù)運(yùn)算。

假設(shè)RF輸入信號由以下表達(dá)式給定：

RF（t）=USB?（cos（ω_{LO}+ω_{IF}）t+LSB?sin（ω_{LO}-ω_{IF}）t

這時(shí)，USB為隨時(shí)間變化的上邊帶包絡(luò)，而LSB為下邊帶包絡(luò)。

當(dāng)信號通過解調(diào)器內(nèi)核時(shí)，它將與本振（LO）信號進(jìn)行混頻。將本振信號通過90°的移相器，既可以獲得與其同相的分量（余弦），也可以得到與其正交的分量（正弦）。而將本振信號乘以RF信號，則會產(chǎn)生高頻項(xiàng)和低頻項(xiàng)，這時(shí)使用低通濾波器就可把信號的高頻項(xiàng)過濾掉。該信號的定量關(guān)系與復(fù)頻譜如圖1所示。

如圖所示，同相和正交分量均包含USB和LSB分量。如果同相信號經(jīng)過希爾伯特變換，所有的負(fù)頻率就會獲得+90°相移，而正頻率獲得-90°相移。因此，當(dāng)它們與正交分量相加時(shí)，USB信號就會被抵消掉，而只剩下LSB信號。同樣地，我們可以對正交信號進(jìn)行希爾伯特反變換，并將其與同相信號分量相加。這樣，我們就可以獲得USB信號，而抑制LSB信號，這就是鏡頻抑制的本質(zhì)，顯然，正交的精確度決定了抑制度的高低。應(yīng)該注意的是，在正交求和網(wǎng)絡(luò)之前，有用信號和鏡像信號會發(fā)生重疊而造成上、下邊帶難以區(qū)分。

如果我們假設(shè)一個(gè)零中頻條件（ωIF=0），就會發(fā)現(xiàn)可以很容易地在希爾伯特正交求和網(wǎng)絡(luò)的輸出端獲得USB和LSB矢量。

如果初始信號為IQ正交調(diào)制信號，其由如下表達(dá)式給出：

RF（t）=I（t）?cosω_{LO}t+Q（t）?sinω_{LO}t

我們將會發(fā)現(xiàn)I、Q矢量在正交求和網(wǎng)絡(luò)的輸出端出現(xiàn)。因此，使用被調(diào)諧到載波頻率的本振，IQ解調(diào)器就可以直接解調(diào)出IQ調(diào)制信號。

噪聲的考慮因素

噪聲指數(shù)（以分貝表示）用來度量信號通過有噪聲的設(shè)備后，信噪比（SNR）的降低程度，即SNRINPUT/SNROUTPUT，或等于10log（F），這里F為噪聲系數(shù)。在頻率轉(zhuǎn)換過程中，了解信號源中信號和噪聲的混頻過程尤為重要。一般噪聲指數(shù)的測量是通過在噪聲指數(shù)儀上，觀察位于設(shè)備線性信號增益之上的噪聲基底的上升情況。

在混頻處理中呈現(xiàn)的問題表現(xiàn)為兩個(gè)部分，測量不同頻率上的輸出噪聲是首要任務(wù)，比測量輸入端的源噪聲更有必要，這需要對噪聲接收機(jī)和噪聲源進(jìn)行仔細(xì)的校準(zhǔn)。其次，傳送到中頻輸出頻率的噪聲是上邊帶和下邊帶噪聲的共同結(jié)果，稱為雙邊帶噪聲指數(shù)測量。當(dāng)檢測圖1中的希爾伯特網(wǎng)絡(luò)前的數(shù)字信號時(shí)，該噪聲會非常明顯，注意在解調(diào)器輸出端上、下邊帶的情況。

由于各邊帶的變頻增益不一定相同，這將會令測量復(fù)雜化，而這時(shí)嘗試預(yù)測單邊帶的噪聲指數(shù)也會顯得有點(diǎn)困難。實(shí)際當(dāng)中，使用鏡頻抑制方案可有效消除來自無用邊帶（鏡頻）的噪聲或干擾。而在寬廣的可變頻率范圍內(nèi)的測量，可能無法對單一邊帶的噪聲指數(shù)實(shí)施測量，除非混頻處理能提供足夠的鏡像抑制性能。

矢量信號分析

矢量信號分析是用于評估已調(diào)信號的調(diào)制精度的一種技術(shù)。大多數(shù)矢量信號分析儀（VSA）有基本的頻譜分析功能，具備解調(diào)信號并報(bào)告該已調(diào)信號的各種信息的能力。然而已調(diào)信號可以使用調(diào)幅、調(diào)相或兩者結(jié)合的調(diào)制方式。VSA是專為分析用于描述波形的信號矢量的精確度而設(shè)計(jì)的，而其通常被用來測量誤差矢量。

通過測量各個(gè)傳輸碼元的幅度和相位，VSA可以計(jì)算出被測矢量及其最鄰近的理想星象點(diǎn)之間的誤差矢量。為了確定理想星象圖的坐標(biāo)，首先必須為VSA指定合理的波形特性（諸如碼元速率、脈沖成形濾波器規(guī)格和調(diào)制方式等）。如果誤差矢量幅度（EVM）過大而使得VSA無法正確地消除預(yù)期的碼元矢量，結(jié)果將會是有噪的且非常不可靠，在諸如高階QAM調(diào)制等密集調(diào)制方案中類似情況尤為嚴(yán)重。

在時(shí)域采樣系統(tǒng)中，EVM可以定義為：

EVM=sqrt{frac{sum_{k=1}^{M}|Z（k）-R（k）|^{2}}{sum_{k=1}^{M}|R（k）|^{2}}}

這里，Z（k）是復(fù)合接收信號矢量，它包括了同相（I）和正交（Q）兩個(gè)部分；而R（k）是理想復(fù)合參考矢量。誤差矢量幅度是衡量接收機(jī)性能好壞的一個(gè)測度標(biāo)準(zhǔn)，其等于誤差矢量的RMS功率與參考矢量的RMS功率的比值。

如圖2所示，相對于接收到的輸入信號功率，接收機(jī)會呈現(xiàn)三個(gè)顯著的EVM界限。由于接收機(jī)的非線性度，當(dāng)信號電平較高時(shí)失真部分會落入帶內(nèi)，且EVM性能衰退會隨著信號電平的增加而顯著加劇。在中等信號電平范圍內(nèi)，接收機(jī)表現(xiàn)比較線性，而且信號遠(yuǎn)高于其它顯著噪聲成分。

EVM這時(shí)趨向于獲得最佳的水平，而這主要由解調(diào)器的正交精度和測試設(shè)備的精度來決定。當(dāng)信號電平減弱而噪聲成為主要成分時(shí)，隨著信號電平的下降EVM性能也將會有所衰退。在低信號電平下，噪聲成為主要限制，EVM分貝值將會與SNR比值成正比。利用這個(gè)關(guān)系，有可能估算出接收機(jī)的輸入?yún)⒖荚肼曤娖胶陀?jì)算出噪聲指數(shù)。

解調(diào)器噪聲指數(shù)的測量

圖3描述的是利用VSA來實(shí)現(xiàn)解調(diào)器特性測量的配置。負(fù)責(zé)為測試設(shè)備（DUT）饋送輸入信號的合成網(wǎng)絡(luò)允許同時(shí)使用多個(gè)測試信號。而為了確定解調(diào)器輸入端的絕對功率電平，需要對一直到隔離器和合成器的整個(gè)信號路徑進(jìn)行校準(zhǔn)。該配置能夠在多種阻塞情況下進(jìn)行性能測試。

在強(qiáng)干擾條件下測量性能降低程度對分析工程師來說是一項(xiàng)非常大的挑戰(zhàn)。強(qiáng)干擾情況即是指當(dāng)鄰近有強(qiáng)干擾源時(shí)，依然需要解調(diào)出微弱的有用信號。阻塞測試是各種蜂窩和點(diǎn)對點(diǎn)空中接口標(biāo)準(zhǔn)的通用要求。阻塞源可能來自于相同蜂窩半徑范圍內(nèi)的其他無線終端，或者是鄰近基站用作蜂窩小區(qū)識別的導(dǎo)頻音。

直接變頻接收機(jī)直到信號通過低噪聲前端和IQ解調(diào)器后才具備信道選擇特性。這迫使該前端和解調(diào)器能夠處理所有信號電平的無用強(qiáng)干擾，同時(shí)還必須維持足夠的靈敏度以成功恢復(fù)微弱的有用信號。在基帶中，IQ信道選擇濾波器經(jīng)常用于衰減鄰近的強(qiáng)干擾信號并傳送有用信號到IQ數(shù)字化ADC。

為了在強(qiáng)干擾情況下確保適當(dāng)?shù)募壜?lián)靈敏度，IQ解調(diào)器的噪聲指數(shù)經(jīng)常會吸引系統(tǒng)設(shè)計(jì)師的關(guān)注。該衰減必須是可測量且可控制的。頻率轉(zhuǎn)換器件在大信號激勵(lì)情況下容易造成噪聲指數(shù)性能的降低。因?yàn)樵跓o用強(qiáng)干擾信號上，本振相位噪聲會相互混頻，因此這種情況只是局部性的。然而在時(shí)域里，混頻器起到乘法器的作用，使本振的相位特性與強(qiáng)干擾信號發(fā)生卷積。

強(qiáng)干擾離有用信號越近，振蕩器相位激起的一些能量越可能會在重要的信號頻帶內(nèi)出現(xiàn)。另外一種機(jī)制還包括混頻器內(nèi)固有閃爍噪聲的干擾調(diào)制。強(qiáng)干擾信號的RF牽力可導(dǎo)致在混頻器內(nèi)的晶體管結(jié)合處產(chǎn)生平方級的直流偏移。這個(gè)受制于直流偏移的信號電平可以重新偏置晶體管，并導(dǎo)致閃爍噪聲特性出現(xiàn)變化和改變噪聲指數(shù)性能直到0Hz。

VSA噪聲校正

為了單獨(dú)地獲取解調(diào)器和基帶VGA的噪聲指數(shù)，有必要校正由測試設(shè)置產(chǎn)生的附加噪聲。然而噪聲分析主要受分析儀的靈敏度而非源端SNR的影響，因此有必要對分析儀的噪聲影響單獨(dú)進(jìn)行適當(dāng)校正。為了測量該VSA的影響，解調(diào)器采用強(qiáng)信號電平以確?；鶐GA輸出端處的SNR達(dá)到最佳。這與適用于該DUT的約-50dBm的平均輸入電平相一致。

在DUT之后，VSA被插入20 dB衰減器以將信號電平降至略微埋入VSA噪聲基底中，這就可以度量VSA對SNR所產(chǎn)生的影響?；谕ㄟ^DUT的信號增益、測量到的SNR和所施加的輸入電平，我們可以計(jì)算出分析儀的有效噪聲密度。當(dāng)施加-53dBm輸入信號時(shí)，對應(yīng)的EVM分貝值為20dB。

這與α因子為0.35的整形濾波器在1MHz調(diào)制帶寬時(shí)使用500μV均方根輸入電壓的情形一致。這個(gè)包括多種頻率的電壓是結(jié)合1.35MHz分析帶寬和431 nV/ Hz源信號密度的結(jié)果。解調(diào)器和基帶放大器的總增益達(dá)到了25 dB，而由于施加了輸出衰減器，其后將會有約20 dB的衰減。

因此加到I/Q輸入端口的信號強(qiáng)度比加到解調(diào)器輸入的電平大約高5dB，也因此致使EVM值為20dB。請注意，沒有衰減器時(shí)的EVM性能要好得多，這說明衰減器的確是將信號電平降低到了足以使VSA輸入靈敏度對系統(tǒng)起主導(dǎo)限制作用的程度了。該測量說明，VSA輸入的噪聲密度必須低于所加信號密度20dB以上。建議的VSA輸入為~77 nV/ Hz。

總結(jié)

結(jié)合使用圖4中的測量數(shù)據(jù)和計(jì)算得到的VSA輸入噪聲，就有可能計(jì)算出DUT的有效噪聲指數(shù)。在沒有強(qiáng)干擾條件下對有用信號的輸入功率進(jìn)行掃描，輸入電平為-71 dBm時(shí)，對應(yīng)的EVM值約為20dB。這是在1.35 MHz分析帶寬上測量所得的結(jié)果。通過這種測量方法，我們可以預(yù)測出-91dBm輸入電平對應(yīng)的SNR為0dB，建議使用-152.3dBm/Hz的輸入功率密度。

輸入到50Ω的阻抗時(shí)，電壓密度為5.4nV/Hz。該噪聲的一部分是由于VSA噪聲引起的。而VSA引起的輸入?yún)⒖荚肼晞t為4.3nV/ Hz。如果我們記住總噪聲電平是DUT噪聲與測試設(shè)備噪聲的矢量和，就能夠發(fā)現(xiàn)來自DUT的噪聲為3.3 nV/ Hz。而對于50Ω阻抗，噪聲指數(shù)為17.3dB。相同的計(jì)算方法也用在了零中頻和5MHz低中頻測試條件下存在強(qiáng)干擾和沒有強(qiáng)干擾的情況中。

表1對比了VSA測量方法與傳統(tǒng)Y-因子測量方法的測量性能。值得注意的是，Y-因子測量方法不適用于零中頻情況，因?yàn)槠渌玫臏y試設(shè)備不能在0 Hz提供足夠的靈敏度。通過比較證明了VSA測試方法是一種面向基帶解調(diào)器噪聲指數(shù)評估的合適的定性解決方案。對于測試臺和調(diào)試來說，這是一個(gè)非常有用的測試工具。不過，當(dāng)信號電平較小時(shí)，其測量方差顯得過大，不適合用來對產(chǎn)品特性進(jìn)行定量。

編輯：jq