“分享一個非常酷的項目，來自于 Henrik 的 Blog。將 SAR 合成孔徑雷達裝在無人機上，作者詳細記錄了思路、選型、制造和測試的過程，非常值得學習。”

? 簡介

在業(yè)余無線電領(lǐng)域，我成功研制了多款自制雷達系統(tǒng)，并在地面環(huán)境中完成了合成孔徑成像測試。長久以來，我一直構(gòu)想在無人機平臺上搭載雷達設(shè)備，實現(xiàn)空基合成孔徑成像。數(shù)年前調(diào)研時發(fā)現(xiàn)，當時具備有效載荷能力的中型無人機價格普遍在1000歐元以上。以A. Bekar、M. Antoniou和C. J. Baker在《低成本高分辨率無人機載SAR成像》論文中（https://pure-oai.bham.ac.uk/ws/portalfiles/portal/136457382/Final_Version_TGRS.pdf）采用的系統(tǒng)為例，其卓越的成像效果令人印象深刻。該研究使用的大疆S900無人機官方標價約1000歐元，但整套系統(tǒng)造價高達1.5萬英鎊，即便僅考慮無人機成本也遠超個人預(yù)算范圍。多數(shù)同類研究均采用專為航拍設(shè)計的中型無人機平臺，且通常配備RTK-GPS定位系統(tǒng)以實現(xiàn)厘米級定位精度。

近年來，微型FPV（第一人稱視角）無人機價格出現(xiàn)顯著回落。當前中國市場可輕松購得售價約100歐元的5-7英寸螺旋槳四軸飛行器套件（不含電池及遙控器）。這類微型無人機雖體積緊湊，卻能承載1公斤以上有效載荷，完全滿足小型雷達系統(tǒng)的搭載需求。

基于此，我選擇了一款無品牌的7英寸FPV套件，配合微型GPS/指南針模塊，旨在構(gòu)建一套可自主飛行的輕量化合成孔徑雷達系統(tǒng)。

合成孔徑成像原理

單通道雷達僅能獲取目標距離信息而無法測定方位角。當采用線性陣列接收通道時，目標回波信號到達各接收單元的路徑差異會產(chǎn)生相位偏移，通過解析這些相位差即可解算目標方位。

根據(jù)瑞利判據(jù)，天線角分辨率Δθ與工作波長λ及天線孔徑D的關(guān)系可表示為：Δθ≈λ/D。以6GHz頻段為例，要實現(xiàn)1米的分辨率，在1公里的距離上需達到0.03°角分辨率，這意味著需要約100米口徑的天線陣列。

合成孔徑技術(shù)通過移動單通道雷達進行多點采樣，在場景靜止的假設(shè)條件下，等效構(gòu)建出大規(guī)模天線陣列的觀測效果。將單通道雷達搭載于無人機平臺，通過飛行軌跡形成合成孔徑，可突破物理天線尺寸限制，獲得超分辨率成像能力。

雷達設(shè)計

無人機框架尺寸

本項目的核心設(shè)計目標在于實現(xiàn)無人機載微型合成孔徑雷達系統(tǒng)的最優(yōu)成像性能，同時滿足三大技術(shù)約束：微型化適配（可集成于7英寸FPV無人機）、低成本控制（預(yù)算<500歐元）以及材料受限（強制使用FR4基板）。預(yù)算限制排除了低損耗射頻材料的應(yīng)用可能，電子系統(tǒng)與天線均需采用常規(guī)FR4基板實現(xiàn)。

無人機尺寸較小制約了雷達設(shè)計：框架寬度僅40mm，螺旋槳間距50mm，雖長度方向留有170mm余量，但寬度限制使雷達須呈狹長形態(tài)。以樹莓派（56×85mm）為例，其尺寸已超出橫向空間限制。這種微型化要求對硬件集成構(gòu)成嚴峻挑戰(zhàn)。

FMCW（左）與脈沖雷達（右）架構(gòu)框圖對比示意圖

在既有技術(shù)積累基礎(chǔ)上，主要考慮兩種架構(gòu)方案：

1. 脈沖雷達方案：

既往研制的64×132mm脈沖雷達雖寬度稍大但具備優(yōu)化空間

受限于ADC采樣率（100MHz帶寬），對應(yīng)1.5m距離分辨率難以滿足精細成像需求

擴展ADC帶寬將顯著增加成本與布局難度

改良型雙斜坡發(fā)生器設(shè)計可生成低頻中頻信號，規(guī)避高速ADC需求（SAR雷達常用方案）

脈沖雷達固有缺陷：

受限于時分離收發(fā)機制，最大脈寬受目標往返時延約束（100m最小作用距離對應(yīng)670ns脈寬限制）

平均發(fā)射功率受限導致信噪比下降

超短脈沖序列增加成像算法復(fù)雜度

需配置獨立收發(fā)天線（占用更多空間）

2. FMCW雷達方案：

支持全雙工收發(fā)，顯著提升信噪比

掃頻時長僅受合成孔徑采樣速率約束（可達數(shù)百微秒級）

需確?；夭ㄐ盘柵c發(fā)射掃頻信號的時域重疊

單次掃頻可捕獲更多回波能量，有利于提升信號質(zhì)量

FMCW雷達優(yōu)勢：

在近距離（<數(shù)公里）、低速平臺場景下性能優(yōu)勢顯著

狹長空間可并置微型收發(fā)天線

成本效益比優(yōu)于脈沖方案

綜合評估表明，在微型化、低成本約束下，F(xiàn)MCW架構(gòu)更適配本項目需求。其連續(xù)波特性可突破脈沖雷達的時域限制，在有限空間內(nèi)實現(xiàn)更優(yōu)的成像性能與系統(tǒng)集成度。

RF 設(shè)計

FMCW 雷達架構(gòu)

上圖展示了采用雙極化天線的FMCW雷達射頻模塊框圖。掃頻信號由鎖相環(huán)（PLL）生成，經(jīng)可變衰減器調(diào)節(jié)后由功率放大器（PA）放大。大部分信號傳輸至發(fā)射天線，通過極化切換開關(guān)選擇垂直（V）或水平（H）極化模式。部分發(fā)射信號耦合至接收混頻器，與經(jīng)低噪聲放大器（LNA）放大的反射信號進行混頻。接收端同樣配置極化切換開關(guān)，結(jié)合發(fā)射端開關(guān)可實現(xiàn)HH/HV/VH/VV四種極化組合的收發(fā)模式?；祛l器輸出的低頻信號經(jīng)放大后由模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）數(shù)字化，接收鏈路需配置濾波器以抑制帶外干擾并避免ADC混疊效應(yīng)。

基于DAC或直接數(shù)字頻率合成器（DDS）的掃頻方案在相位噪聲和頻率切換速度上優(yōu)于PLL，但PLL因成本低、占板面積小而被采用。

射頻頻率選擇在大約6 GHz左右，這是因為在該頻率下有大量價格低廉的消費級射頻元件可供選擇。在這個頻率下，最高輸出功率的廉價功率放大器可以輸出大約30 dBm的功率。同時，接收端的低噪聲放大器也可以以較低的價格獲得1 - 2 dB的噪聲系數(shù)。

接收機采用直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)，混頻器沒有鏡像抑制功能。這導致傳輸信號頻率上下兩側(cè)的頻率都會被轉(zhuǎn)換為相同的輸出頻率。這并不是理想的情況，因為接收帶外的噪聲會增加接收機的噪聲底，使其提高3 dB。如果采用IQ采樣接收機，可以抑制另一個邊帶，但這需要兩個混頻器和ADC。考慮到僅能提高3 dB的信噪比，并不值得增加成本和PCB空間。

極化切換允許選擇用于發(fā)射和接收的極化方式。H代表水平極化，V代表垂直極化。通過這種方式，可以測量四種極化方式：HH（水平發(fā)射水平接收）、HV（水平發(fā)射垂直接收）、VH（垂直發(fā)射水平接收）和VV（垂直發(fā)射垂直接收）。不同的目標對不同極化的反射能力不同，這在遙感中被用來確定反射目標的特性。例如，許多平滑的目標通常反射與其自身極化相同的信號，目標的形狀決定了它反射更多HH還是VV分量。森林和植被通常比道路和裸地有更高的交叉極化（HV和VH）反射分量，這是由于植被內(nèi)部的多次反射造成的。

盡管在框圖中H和V天線是分開繪制的，但這并不意味著系統(tǒng)需要四個天線。實際上，可以設(shè)計一個具有兩個端口的天線，一個端口發(fā)射H極化信號，另一個端口發(fā)射V極化信號。雙極化天線并不一定比單極化天線占用更多的空間。

配置雙接收機可同步接收H/V極化信號，優(yōu)勢包括：消除接收端極化開關(guān)損耗、延長單次測量時間（提升信噪比）、加速掃頻周期（無需切換接收極化）。但綜合考慮成本效益，此方案暫未采用。

TX-RX 泄漏

射頻功率提升通常能改善信噪比，但調(diào)頻連續(xù)波(FMCW)雷達因同時收發(fā)的工作特性，需特別關(guān)注收發(fā)通道泄漏問題。接收機需滿足雙重要求：既要能檢測-174 dBm/Hz的熱噪聲基底，又要避免因發(fā)射天線泄漏的射頻功率導致飽和。典型低噪聲放大器(LNA)的飽和輸入功率約為-20 dBm，當發(fā)射功率為+30 dBm時，收發(fā)隔離度需超過50 dB才能防止接收機飽和。若接收鏈路其他組件（如模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC）先于LNA達到飽和，則需進一步提高隔離度。

在無人機等空間受限場景中，若天線隔離度不足，可通過功放(PA)前的可變衰減器降低發(fā)射功率。該調(diào)整雖會影響接收混頻器的本振(LO)功率，但現(xiàn)代混頻器的LO輸入功率范圍通常設(shè)計有足夠裕量，不會構(gòu)成實質(zhì)性問題。

鏈路預(yù)算分析

接收機輸入端的接收功率方程可表示為：

其中，Pt為發(fā)射功率，G為天線增益，λ為波長，σ為目標雷達截面積（RCS），r為目標距離。該公式描述單脈沖接收功率。合成孔徑通過移動過程中發(fā)射多個脈沖形成，所有脈沖可相干疊加以提高信噪比。若圖像由n個脈沖合成，則總接收功率可乘以n。

目標雷達截面積σ取決于雷達分辨率與地表對雷達波的反射能力，可分解為：σ=δxδyσ0，式中δx為距離向分辨率，δy為方位向分辨率，σ0為單位面積地表反射率。在本案例中δx≈δy≈0.3m，具體值受雷達參數(shù)、距離及成像幾何影響。地表反射率與材質(zhì)和入射角相關(guān)：當入射角為90°（法線方向）時反射最強，此時鏡面反射回波顯著；入射角減小時反射率逐漸降低。典型地表反射率范圍為 -20 至 0 dBsm（中等入射角條件下）。

接收機最小可檢測功率受限于接收機的熱噪聲，其表達式為kTBF，其中k為玻爾茲曼常數(shù)，T為接收機溫度，B為噪聲帶寬，F(xiàn)為接收機噪聲系數(shù)。需注意噪聲帶寬B與射頻帶寬無直接關(guān)聯(lián)，其定義為信號與噪聲可分離的最小帶寬。通過傅里葉變換剔除信號頻帶外噪聲分量后，剩余噪聲不影響檢測性能。FFT 頻率分辨率由掃頻時間ts決定，即1/ts。

令接收功率Pr等于噪聲功率，通過求解得到的 σ0 稱為噪聲等效散射截面積（NESZ），這是一個常用于比較合成孔徑雷達性能的參數(shù)。：

脈沖數(shù)n可表示為測量時間tm與脈沖重復(fù)頻率（PRF）的乘積（n=tmPRF），或等效為飛行軌跡長度lm與無人機速度v的關(guān)系（n = lmPRF/v）。在條帶成像模式下，脈沖數(shù)受天線波束照射時間限制；而四旋翼無人機采用聚束成像時，可通過持續(xù)指向目標突破此限制。

系統(tǒng)參數(shù)表：

NESZ與探測距離關(guān)系

基于上述參數(shù)的NESZ-距離曲線表明：通過優(yōu)化掃頻時長和合成脈沖數(shù)可小幅改善性能。衛(wèi)星SAR系統(tǒng)通常要求 NESZ≤-20 dBsm 以獲得優(yōu)質(zhì)圖像，本系統(tǒng)在1-2 km范圍內(nèi)可達到可接受的成像質(zhì)量。

脈沖重復(fù)頻率（PRF）

在6 GHz射頻頻率下，不同時分復(fù)用通道數(shù)量對應(yīng)的無混疊最小脈沖重復(fù)頻率

雷達成像質(zhì)量依賴于接收信號的相位信息完整性。為避免相位模糊，需確保相鄰脈沖采樣間隔引起的相位變化不超過180°。當目標位于天線波束中心90°方位角時（沿運動方向），若平臺位移導致相鄰測量間的雙程路徑差超過半波長（對應(yīng)180°相位差），則不同方位角目標將產(chǎn)生相位混疊現(xiàn)象。具體而言，當收發(fā)天線同步運動時，平臺位移量達四分之一波長將導致信號傳播路徑差半個波長，此時±90°方位目標將產(chǎn)生相同的180°相位差異。位移量進一步增加將加劇圖像混疊程度。

如果天線具有很強的方向性，那么可以使用更大的測量間距。方向性好的天線不會向大角度方向輻射信號，從而避免了由于大角度導致的圖像混疊。天線的方向性越好，測量間距就可以越大。然而，由于無人機的空間限制以及天線方向性與其尺寸相關(guān)，可能無法設(shè)計出非常方向性的天線，因此最大測量間距可能只能達到四分之一波長左右。

典型四旋翼無人機巡航速度為10 m/s，但可根據(jù)需求靈活調(diào)整。在6 GHz工作頻率下，四分之一波長對應(yīng)12.5 mm（0.5英寸），當飛行速度為10 m/s時，為滿足每12.5 mm位移完成一次采樣，脈沖重復(fù)頻率（PRF）需至少達到800 Hz?？紤]到系統(tǒng)采用四極化時分復(fù)用設(shè)計，實際需在單個PRF周期內(nèi)完成全部四個極化通道的測量。 PRF與掃頻時間約束關(guān)系：

四通道時分復(fù)用要求總PRF ≥ 4×800 Hz = 3.2 kHz

對應(yīng)最大單掃頻時間 ≤ 312.5 μs（含PLL鎖相時間余量）

實際工程中需預(yù)留PLL穩(wěn)定時間（約20-30 μs），因此有效掃頻時間上限約為280 μs。該參數(shù)直接影響系統(tǒng)探測距離分辨率，需在硬件設(shè)計中重點優(yōu)化。

需要的 ADC 采樣頻率 250 μs掃頻時長的調(diào)頻連續(xù)波雷達系統(tǒng)，在不同探測距離與射頻帶寬下的ADC采樣速率需求 在調(diào)頻連續(xù)波（FMCW）雷達系統(tǒng)中，接收信號與發(fā)射掃頻信號混頻后，將產(chǎn)生與目標距離相關(guān)的中頻信號。設(shè)目標距離為r（單位：m），則中頻頻率f可通過下式計算：

B為射頻掃頻帶寬（單位：Hz）

c為光速（3×10? m/s）

ts為掃頻時長（單位： s）

系統(tǒng)距離分辨率由射頻帶寬決定，其關(guān)系式為：

典型參數(shù)示例：

150 MHz帶寬對應(yīng)1米距離分辨率

300 MHz帶寬實現(xiàn)0.5米高分辨率

假設(shè)系統(tǒng)配置如下：

射頻帶寬 B = 300MHz（0.5米分辨率）

掃頻時長 ts = 280 μs（根據(jù)前文計算值）

最大探測距離 r =2 km

代入公式計算得中頻頻率：

根據(jù)奈奎斯特采樣定理，ADC采樣頻率需滿足：

其中：

2f=28 MHz 為奈奎斯特最低采樣頻率

Δf 為抗混疊濾波器滾降余量（通常預(yù)留25%-50%）

因此實際工程中需選擇：

該參數(shù)既能滿足28 MHz的基礎(chǔ)采樣需求，又可提供約78%的頻譜余量用于實現(xiàn)高質(zhì)量的抗混疊濾波。本設(shè)計最終選定50 MHz采樣頻率，在保證系統(tǒng)性能的同時為硬件實現(xiàn)留出充分裕度。

原文轉(zhuǎn)載自 https://hforsten.com/homemade-polarimetric-synthetic-aperture-radar-drone.html，已進行翻譯及校對優(yōu)化

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