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本期，我們將介紹諧振轉換器同步整流器 (SR)設計注意事項

諧振轉換器的運行狀態(tài)比脈寬調制轉換器的運行狀態(tài)復雜得多。以圖 1中的電感-電感-電容-串聯(lián)諧振轉換器 (LLC-SRC)為例，在給定的負載條件以及開關頻率 (fsw) 相對位置和串聯(lián)諧振頻率 (fr) 下，常規(guī) LLC-SRC 設計中有四種常見狀態(tài)（圖 2）。在 fswr 時，整流二極管電流在有源開關 (Q1 或 Q2) 關斷前變?yōu)榱恪Ｒ虼?，將金屬氧化?a target="_blank">半導體場效應晶體管 (MOSFET) 用作整流器（即 SR）時，SR 必須關斷且占空比小于 50%，以免整流器電流回流。否則，過大的循環(huán)電流會影響轉換器效率。

圖 1：電感-電容串聯(lián)諧振轉換器 (LLC-SRC) 提供了軟開關特性，允許高頻運行

圖 2：在重負載和 fswr(a)、輕負載和 fswr(b)、重負載和 fsw>fr(c) 以及輕負載和 fsw>fr(d) 條件下的 LLC-SRC 運行狀態(tài)表明，在施加 SR 的情況下，需要進行電流檢測，以免輸出整流器上出現(xiàn)反向電流

在 fswr 時，重負載下的整流器電流傳導時間實際上為 0.5/fr。因此，在 fswr 時，可以將重負載下的 SR 導通時間限制為略小于 0.5/fr，并在較輕負載下禁用 SR。但是，這種開環(huán) SR 控制方法無法優(yōu)化轉換器效率。

更可靠的 SR 控制方法是通過MOSFET 漏源電壓 (VDS)檢測（圖 3）?；旧?，此 SR 控制方法會將 MOSFET VDS與兩個不同的電壓閾值進行比較，以導通和關斷 MOSFET。一些較新的 VDS檢測 SR 控制器（例如德州儀器 (TI) 的UCC24624）甚至還有第三個電壓閾值來激活比例柵極驅動器，從而以極小的延遲快速關閉 SR。

圖 3：VDS檢測 SR 會在不同的 VDS電壓電平下打開和關閉 SR

值得注意的是，電壓閾值均為毫伏級；需要高精度檢測電路。因此，VDS檢測方法通常通過使用集成電路來實現(xiàn)，集成電路具有 VDS電平（通常小于 200V）和 fsw限制（通常小于 400kHz）。由于 VDS檢測 SR 控制方法存在局限性，您將需要使用不同的 SR 控制方法來優(yōu)化高壓和高頻諧振轉換器的 SR 導通。

在 Rogowski 線圈后面使用積分器和比較器是控制高頻諧振轉換器 SR 的另一種方法。圖 4 方框圖展示了在電容-電感-電感-電感-電容串聯(lián)諧振雙有源電橋轉換器 (CLLLC-SRes-DAB)上使用 Rogowski 線圈進行 SR 控制。帶繞組的空芯線圈（Rogowski 線圈）放置在變壓器繞組上，用于電流檢測。當時變電流流經(jīng)線圈時，電流生成的磁通量會在線圈繞組上感應出電壓。與原始時變電流相比，感應電壓將具有 90 度的相位差。

圖 4：Rogowski 線圈 SR 控制可在 CLLLC-SRes-DAB 轉換器中實現(xiàn)精確的高頻 SR 感應和控制

在 Rogowski 線圈之后添加積分器，可以產(chǎn)生同相電壓，甚至超前原始時變電流。因此，可以將積分器輸出的電壓過零點設置為略早于時變電流的過零點，以適應可能的傳播和控制延遲。然后將放大的積分器輸出信號與給定的比較器閾值進行比較，以生成具有近乎優(yōu)化的 SR 導通時間的 SR 驅動信號。在控制電路中插入的額外斜率檢測邏輯可在不同負載條件下進一步優(yōu)化 SR 傳導時間。由于 Rogowski 線圈通過磁通量檢測電流，因此不存在電壓電平限制。此外，Rogowski 線圈使用空芯而不是磁芯材料，因此其帶寬非常高且沒有飽和限制；因此，與 VDS檢測 SR 控制方法不同，即使在兆赫級諧振轉換器上也沒有頻率限制問題。

圖 5 說明了此處建議的方法。將圖 5 中的時變電流定義為i(t)，并假設 Rogowski 線圈垂直放置在變壓器繞組上，可以使用方程式 1 來計算 Rogowski 線圈繞組輸出電壓，如下所示：

方程式 1

其中，A是 Rogowski 線圈上每匝的橫截面面積（假設 Rogowski 線圈上的各匝都具有相同的橫截面面積），N是 Rogowski 線圈上的匝數(shù)，l是 Rogowski 線圈的周長，μ0= 4π · 10-7H/m 是磁導率。

圖 5：無源積分器允許 Rogowski 線圈 SR 控制電路預測電流過零點時序

假設在建議的感應電路中使用理想的運算放大器，方程式 2 這樣表示 Rogowski 線圈輸出 v1_0與無源積分器輸出 v2_0之間的電壓關系：

方程式 2

可使用方程式 3 形式求解方程式 2 中的差分方程：

方程式 3

其中 a0是一個常量，用方程式 4 表示。

方程式 4

為了更輕松地了解如何調整無源積分器和放大器的相位差，假設時變電流是純正弦，這將使 Rogowski 線圈輸出電壓和積分器輸出為純正弦。換言之，求解方程式 1 和方程式 2 得到i(t)的解，假設 v2_0(t)= a1sin(ωt)，方程式 2 可以重寫為方程式 5：

方程式 5

其中，方程式 6

方程式 6

翻轉 Rogowski 線圈的引腳排列，時變電流變?yōu)榉匠淌?7：

方程式7

當在方程式 3 中將 Φ 設為 ?π/2、在方程式 4 中將 Φ 設為 π/2 時，通過在 Rogowski 線圈輸出和積分器輸入之間使用正確的連接極性改變 R1、R2、C1 和 fsw(ω = 2πfsw) 的值，積分器輸出 v2_0(t)可以與 SR 電流i(t)同相。此外，在實際應用中，可以設置積分器波形以引導 SR 電流。因此，在控制器和驅動器分別有響應時間和傳播延遲的情況下，SR 關斷時序仍能達到零電流電流過零點。

圖 6 展示了檢測電路的繞組電流測量值和增益放大器輸出電壓。如您所見，將零電壓電流過零點編程為比實際檢測電流更早關斷，可以調節(jié)傳播和控制延遲。

圖 6：此 SR 電流測量比較展示了預測性 SR 感應，即積分器輸出的電流過零點早于實際的電流過零點

圖 7 所示為開關頻率低于串聯(lián)諧振頻率時的理想 SR 關斷時序。

圖 7：在 300kHz(a) 和 400kHz(b) 下，SR 在理想的電流過零點關斷

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