隨著社會的進(jìn)步，作為奢侈品的汽車消費(fèi)品已經(jīng)開始在普通家庭普及，汽車的行車安全是越來越重要，因此，各國對交通安全越來越重視。據(jù)統(tǒng)計，世界上大多數(shù)交通事故是司機(jī)反映不及造成的，其中絕大部分是屬于汽車相撞追尾，為了提前避免這種反應(yīng)不及的交通事故，為安全駕駛的輔助控制裝置汽車防撞雷達(dá)隨之產(chǎn)生。國際上對汽車防撞雷達(dá)的研究較早，其中K波段的汽車防撞雷達(dá)技術(shù)較為成熟，W波段也開始有大量的研究文獻(xiàn)發(fā)表。因?yàn)橐陨喜ǘ晤l率較高，用集總參數(shù)來設(shè)計電路會產(chǎn)生很大的寄生效應(yīng)，一般用分布參數(shù)來完成此類電路的設(shè)計，當(dāng)然目前也出現(xiàn)了一些24GHz汽車?yán)走_(dá)系統(tǒng)的MMIC模塊，但是其成本較高。在汽車倒車?yán)走_(dá)系統(tǒng)中，功率放大器是一個很重要的部件，同樣它會引入大量的噪聲。在K波段，功率放大器的寄生效應(yīng)變得非常大，像集總參數(shù)的寄生效應(yīng)，引線的寄生效應(yīng)，焊盤等。為降低企業(yè)的制造成本，提高開發(fā)的靈活性，文中用共面波導(dǎo)技術(shù)設(shè)計了工作在24 GHz汽車?yán)走_(dá)系統(tǒng)的功率放大器模塊。

1 功率放大器的設(shè)計

根據(jù)功率放大器的設(shè)計原理，首先選定功放管的工作點(diǎn)Q,定出其電源電壓，確定在設(shè)計頻段內(nèi)的穩(wěn)定性，然后做出輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)如圖1所示。

1.1 電路設(shè)計

功放管選用安華高（avagotech）公司的E-PHEMT類型的VMMK-1218,因?yàn)槠囂峁┑碾娫礊? V,所以此功放管的電源電壓選為5 V.VMMK-1218的靜態(tài)工作點(diǎn)選為VDS=2.5V,IDS=25mA.其中直流偏置通過電阻分壓得到，為了消除微波信號進(jìn)入直流電路并加了電源濾波電路，用高頻厄流線圈阻斷微波信號。在輸入和輸出端加了匹配濾波網(wǎng)絡(luò)，并用隔直電容進(jìn)行了直流的隔離，以防止影響前級和后級電路。

1.2 微波電路的設(shè)計

汽車?yán)走_(dá)的工作頻率為24 GHz,集總參數(shù)元件在此頻率下的寄生效應(yīng)非常明顯，故需要利用分布參數(shù)元件來設(shè)計輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)、電源濾波電路和輸入輸出的隔直電容。電路如圖3所示。其中電阻R1,R5,R6為偏置的分壓電阻。

2 仿真和測試結(jié)果

圖4為放大器穩(wěn)定性仿真的波形圖，在24~24.25 GHz的范圍內(nèi)，穩(wěn)定因子全部大于1,說明在此頻段內(nèi)放大器是穩(wěn)定的。

圖5為電路版圖圖3的S參數(shù)的仿真結(jié)果，在24~24.25 GH韻頻段內(nèi)，電路的正向傳輸系數(shù)達(dá)到了8 dB左右，輸入口的反射系數(shù)小于-13 dB,輸出口的反射系數(shù)小于-20 dB,而此時的反向傳輸系數(shù)最大也只有-17 dB.

圖6是微帶功率放大器的輸入和輸出阻抗的smith圓圖，信號頻率從24~24.25 G的范圍內(nèi)輸入端和輸出端的阻抗變化，可以看到，S（2,2）基本已經(jīng)接近匹配，S（1,1）稍差，但是這對于輸入端的噪聲抑制有益。圖7為24 G微帶功率放大器的噪聲系數(shù)瀏試圖，可以看到，在頻率的低端和高端，無論是單邊帶還是雙邊帶的噪聲系數(shù)都很高，在24~24.25 G的范圍內(nèi)，NFdsb和NFssb都小于2.3.

圖8所示為2,4 G功率放大器的增益壓縮曲線，可以得出此功率放大器的輸出1 dB壓縮點(diǎn)在18.5 dBm左右，輸入1 dB壓縮點(diǎn)在10.5 dBm左右，其增益為8 dB.

3 結(jié)論

基于汽車倒車?yán)走_(dá)的應(yīng)用，設(shè)計了工作在24 G的功率放大器，為了減少在24 G的寄生效應(yīng)，采用了微帶的設(shè)計方法。最終在漏源為2.5 V,漏極電流25mA偏置的情況下，得到了微帶功率放大器的電路，仿真測試表明，功放的輸入輸出匹配良好，功率增益達(dá)到了8 dB,最大輸出不失真功率可達(dá)18.5 dBm,噪聲系數(shù)低于2.3 dB.適合汽車倒車?yán)走_(dá)系統(tǒng)的應(yīng)用。