1500V/2000V集中式SiC大儲PCS中ANPC三電平“共模電壓與dv/dt”協(xié)同去耦及磁飽和抑制研究報告

隨著集中式風光電站與大容量儲能系統(tǒng)（BESS）向更大單機容量發(fā)展，直流側高電壓架構已成為行業(yè)實現(xiàn)降本增效的核心路徑 。儲能系統(tǒng)直流側電壓正全面從傳統(tǒng)的1000V向1500V標準過渡，并已展現(xiàn)出向2000V超高壓架構演進的清晰趨勢 。高壓化架構能夠在維持或提升系統(tǒng)輸送功率的同時，顯著降低系統(tǒng)直流側電流，進而減少電纜和開關器件的規(guī)格，優(yōu)化系統(tǒng)綜合建設成本（CAPEX）并降低長期運行損耗（OPEX） 。

在1500V/2000V集中式大容量儲能變流器（PCS）的設計中，有源中點鉗位三電平（ANPC）拓撲因其多電平輸出特性和出色的損耗均衡能力，已逐步替代傳統(tǒng)的二極管中點鉗位（NPC）和T型（T-Type）拓撲，成為大儲PCS的首選方案 。同時，以寬禁帶碳化硅（SiC） MOSFET為代表的第三代半導體功率器件，因其高耐壓、極低的導通電阻和超高的開關速度，正被廣泛用于ANPC拓撲中以替代傳統(tǒng)的硅基絕緣柵雙極晶體管（Si IGBT） 。然而，SiC器件極快開關換向帶來的超高電壓變化率（dv/dt≥50V/ns）在帶來高頻、高效優(yōu)勢的同時，極易誘發(fā)嚴重的共模電磁干擾（EMI） 。由此產(chǎn)生的電網(wǎng)/電機側高頻共模漏電流，以及由此導致的濾波器共模電感高頻磁飽和痛點，成為制約大容量SiC儲能變流器高可靠性運行的瓶頸 。

集中式大容量儲能PCS的電壓演進與ANPC拓撲優(yōu)勢

在集中式大儲PCS中，高電壓和高功率密度是核心設計目標 。相較于兩電平拓撲，三電平拓撲在關斷狀態(tài)下每個功率器件僅承受直流母線電壓的一半，這使得使用低電壓等級、高性能的SiC MOSFET模塊（如1200V級別）來構建高壓PCS成為可能 。

在三電平拓撲中，ANPC相較于NPC的核心優(yōu)勢在于引入了有源開關替代鉗位二極管 。在傳統(tǒng)的NPC拓撲中，由于內(nèi)部和外部開關器件在換流路徑上的不對稱，導致各器件之間的損耗分布極不均衡，這限制了系統(tǒng)的最大開關頻率和輸出功率 。而ANPC拓撲允許調(diào)制控制器根據(jù)器件的實時熱狀態(tài)，靈活選擇換流路徑，主動平衡外管與內(nèi)管之間的損耗與溫升，從而實現(xiàn)全器件結溫的均勻分布，這在高溫高功率運行工況下尤為關鍵 。

為了量化SiC MOSFET在集中式三電平儲能PCS中的損耗與熱性能優(yōu)勢，系統(tǒng)采用PLECS仿真軟件，在母線電壓800V、輸出相電流400Arms、散熱器溫度80°C的典型工況下，對基本半導體的Pcore?2 ED3系列SiC MOSFET模塊（BMF540R12MZA3）與行業(yè)主流的硅基IGBT模塊進行了多維度對比 。 基本半導體一級代理商-傾佳電子力推BASiC基本半導體SiC碳化硅MOSFET單管，SiC碳化硅MOSFET功率模塊，SiC模塊驅動板，PEBB電力電子積木，Power Stack功率套件等全棧電力電子解決方案。?

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上述實測與仿真對比表明，在相同的8kHz開關頻率下，SiC MOSFET模塊的開關損耗僅為傳統(tǒng)硅基IGBT模塊的約三分之一 。效率差值（1.21% vs 0.62%）意味著使用SiC MOSFET能夠使系統(tǒng)損耗減少近一半 。即使將SiC的載頻提升一倍至16kHz，其總損耗仍顯著低于8kHz運行下的硅基IGBT系統(tǒng) 。這種高效率不僅可以直接轉化為儲能系統(tǒng)的綜合循環(huán)效率（RTE）提升，還能大幅削減散熱系統(tǒng)的體積和成本，從而提升系統(tǒng)的整體功率密度 。

極速開關換向下的高頻共模漏電流產(chǎn)生機理

盡管SiC MOSFET在降低損耗方面表現(xiàn)出色，但其極速的換向過程（dv/dt>50V/ns 或 50kV/μs）在系統(tǒng)內(nèi)部誘發(fā)了劇烈的共模電壓瞬變 。在三相ANPC逆變系統(tǒng)中，三相橋臂輸出端對直流母線中點的瞬時電位之和并不為零，由此產(chǎn)生的共模電壓 Vcm? 定義為 ：

Vcm?=3Vao?+Vbo?+Vco??

其中 Vao?、Vbo?、Vco? 為各相橋臂中點對直流側中性點 o 的輸出電位 。當功率器件進行極速開關動作時，共模電壓以臺階狀迅速跳變 。這種高頻變動的共模電壓通過系統(tǒng)內(nèi)部的多條寄生電容路徑向外傳播，在接地回路中驅動高頻置換電流（即漏電流） 。

系統(tǒng)高頻共模漏電流寄生耦合路徑

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| ANPC 三相輸出端 (V_cm) |

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| |

(基板寄生電容 C_g) (驅動變壓器耦合電容 C_coupling)

| |

v v

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| 散熱器與大地| | 弱電控制側信號參考地|

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在變流器功率回路中，主要的寄生耦合路徑包括：

模塊封裝基板至散熱器的寄生電容：功率芯片下方敷設的陶瓷覆銅板（DBC或AMB）構成了芯片漏極與接地銅基板之間的介電絕緣層 。雖然絕緣覆銅板具有極佳的力學和熱學性能，但其高介電常數(shù)在芯片與接地散熱器之間引入了高達數(shù)百皮法的對地寄生電容 。

驅動芯片及輔助電源的隔離電容：門極驅動系統(tǒng)的原副邊隔離屏障、以及驅動變壓器（如TR-P15DS23-EE13等EE13型磁芯變流變壓器）的原副邊線圈間存在微小的寄生耦合電容（通常在十幾皮法級別） 。高頻 dv/dt 通過這些電容向弱電控制側注入共模電流，威脅驅動和控制電路的抗擾性 。

為了準確評估換向過程中的激擾源強度，基本半導體對BMF540R12MZA3在雙脈沖測試平臺上的動態(tài)參數(shù)進行了實測 。

實測數(shù)據(jù)表明，在標準測試工況下，器件關斷時的電壓變化率 dv/dt 已達到 20～25kV/μs 。在實際的高電壓、短路換向等極端工況下，這一指標往往飆升至 50kV/μs 以上 。如此巨大的電壓變化率作用于微小的寄生電容，使得高頻置換電流的瞬時峰值極高，從而引發(fā)大范圍的高頻EMI輻射，并沿網(wǎng)側和機側回路形成高頻共模漏電流 。

共模電感磁飽和痛點剖析

為了將系統(tǒng)高頻共模漏電流限制在安全和標準規(guī)定的范圍內(nèi)（例如VDE-AR-N 4105規(guī)定的300mA漏電流限制），PCS的網(wǎng)側和直流側必須加裝由共模電感（CMI）構成的EMI濾波器 。共模電感通常采用具有極高初始磁導率的錳鋅鐵氧體或納米晶磁芯，通過多線并繞方式使對稱的差模電流在磁芯內(nèi)部產(chǎn)生的磁通相互抵消，僅對共模漏電流呈現(xiàn)極高的電感阻抗 。

然而，在高頻、高 dv/dt 連續(xù)激擾下，共模電感面臨著磁飽和的重大痛點 。磁芯內(nèi)部的磁通密度 B(t) 的變化規(guī)律滿足法拉第電磁感應定律 ：

B(t)=N?Ae?1?∫Vcmi?(t)dt

其中 N 為繞組匝數(shù)，Ae? 為磁芯有效截面積，Vcmi? 為施加在共模電感兩端的瞬時電壓 。如果調(diào)制算法生成的共模電壓基波或低頻諧波幅值過大，或者連續(xù)開關換向產(chǎn)生的脈沖電壓方向在微觀上呈現(xiàn)不對稱性，將導致共模電感兩端承受持續(xù)的、方向一致的伏秒積 。這會驅動工作磁通密度 B 迅速累積并超過材料的飽和磁通密度 Bs?（鐵氧體材料通常為 0.35～0.45T，納米晶材料約為 1.2T） 。

共模電感磁飽和崩潰級聯(lián)效應

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| 共模電感承受非零伏秒積 |

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|

v

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| 工作磁密 B 超過飽和點 Bs |

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v

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| 磁芯磁導率極速塌陷，高頻阻抗喪失 (μ_r->1) |

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v

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| 高頻漏電流激增 (>300mA)，觸發(fā)系統(tǒng)誤保護 |

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一旦磁芯飽和，其相對磁導率 μr? 會從上萬的量級驟降至接近真空中空電感的狀態(tài)（μr?≈1），從而使共模電感的阻抗完全喪失 。阻抗的消失會引發(fā)級聯(lián)反應：

漏電流激增與繼電保護誤動作：失去了共模電感的阻礙，高頻共模漏電流將暢通無阻地流向地網(wǎng)，瞬間超出300mA的安全限制，觸發(fā)系統(tǒng)剩余電流監(jiān)控（RCMU）保護鎖死，導致儲能電站非計劃停機 。

電機軸承損壞與絕緣老化：對于連接電機負載的變流器，磁飽和引發(fā)的高頻共模電流會通過軸承寄生電容形成極高的軸承電流，引起電蝕和機械磨損，并加速繞組絕緣因高頻介質損耗而發(fā)生擊穿 。

電磁兼容性（EMI）全面超標：飽和后的電感無法抑制傳導EMI，高頻干擾將穿透屏蔽層，導致控制器假觸發(fā)、采樣通道失真甚至器件損壞 。

同時，共模電感內(nèi)部存在的匝間和層間寄生電容，在高 dv/dt 作用下會形成高頻旁路通道，這使得共模電感在尚未達到完全磁通飽和前，其高頻段的實際阻抗就已經(jīng)由于電容性旁路而發(fā)生衰減 。

共模電壓與dv/dt協(xié)同去耦策略

為了從根本上解決共模電感磁飽和并抑制高頻漏電流，必須采取“共模電壓抑制與開關 dv/dt 優(yōu)化”協(xié)同去耦策略 。這可以通過“軟件調(diào)制優(yōu)化”與“硬件有源/無源改進”兩方面來實現(xiàn)。

軟件層面的共模電壓抑制調(diào)制技術

軟件算法在無需增加額外硬件成本的前提下，通過優(yōu)化開關序列來降低共模電壓的幅值、頻率以及變化率 。

零共模矢量空間矢量調(diào)制（ZCM-SVPWM）

在三電平逆變器的27個基本電壓矢量中，中矢量（如 1,?1,0 及其排列組合）以及零矢量中的零點矢量（0,0,0）對應的共模電壓為零 。零共模調(diào)制策略通過重構扇區(qū)，在合成參考電壓矢量時，完全摒棄會產(chǎn)生 ±Vdc?/2 和 ±Vdc?/6 共模電壓的大矢量與小矢量，僅選用零共模矢量 。

雖然該方法在理論上能實現(xiàn)共模電壓的完全消除，但由于可選用的矢量數(shù)量極其有限，系統(tǒng)無法通過冗余矢量來平衡直流側中點電位或飛跨電容電壓，這會導致嚴重的中點電位漂移和輸出波形畸變（THD上升） 。

載波重組與反相調(diào)制（Carrier-Reversal CBPWM）

在載波脈寬調(diào)制中，傳統(tǒng)的同相 disposition 調(diào)制（PD-SPWM）雖然能實現(xiàn)最低的輸出線電壓THD，但其共模電壓幅值高達 Vdc?/3 。

載波反相調(diào)制（CR-CBPWM）通過將相鄰兩相或同一相上下層三角載波的相位移相180度，使各相在同一載波周期內(nèi)的開關切換動作方向相反，從而利用相位差在變流器內(nèi)部對共模跳變進行抵消 。這種優(yōu)化調(diào)制策略能夠將共模電壓的最高諧波幅值削減至直流母線電壓的 1/12，并顯著平抑特定高頻段的譜線尖峰，有效緩解了共模電感的動態(tài)伏秒積壓力 。

優(yōu)化矢量序列模型預測控制（OVS-MPC）

在預測控制框架下，優(yōu)化矢量序列模型預測控制（OVS-MPC）摒棄了傳統(tǒng)的單一最優(yōu)矢量作用機制，而是在一個采樣周期內(nèi)評估多個低共模電壓矢量的組合及其 dwell time 。

該算法在代價函數(shù)中施加嚴格的換向約束，限制每個控制周期內(nèi)開關狀態(tài)的突變跳變臺階，確保共模電壓的跳變僅在 0 與正/負共?；鶞手抵g發(fā)生，而不出現(xiàn)極性翻轉，從而在控制律層面大幅降低共模電壓的 RMS 值和動態(tài) dv/dt 激擾 。

硬件層面的去耦與有源抑制技術

當軟件調(diào)制受限于波形質量或調(diào)節(jié)范圍時，需要引入硬件去耦方案。

共地型（CGT）四橋臂變換器拓撲

在無變壓器系統(tǒng)中，消除高頻共模電流最徹底的方法是采用共地拓撲 。共地型（CGT）四橋臂變換器將電網(wǎng)或負載的中性線直接硬連到直流輸入側的負極（或正極）上 。

這使得直流側地電位與網(wǎng)側中性線被物理鉗位鎖定，高頻共模跳變路徑被直接截斷，從而實現(xiàn)了共模電壓的完全去耦 。對于電網(wǎng)不平衡或單相負荷引起的低頻、零序共模擾動，系統(tǒng)通過引入基于中線電流前饋與電感電流反饋（NCF + ICF）的有源阻尼控制算法進行動態(tài)補償，在不增加無源阻尼電阻功耗的前提下實現(xiàn)了諧振抑制和極佳的電壓對稱度 。

有源共模濾波器（ACMF）

有源共模濾波器利用電容網(wǎng)絡實時采樣輸出端的共模電壓波動，通過高頻互補放大電路（通常采用超高帶寬的晶體管）生成一個等幅反相的補償電壓，并通過多繞組共模變壓器注入網(wǎng)側功率回路，實現(xiàn)共模電位的實時動態(tài)抵消（Vcomp?=?Vcm?） 。

有源濾波能夠有效吸收接地寄生電容釋放的高頻置換電流，從而分擔共模電感的濾波壓力，防范磁飽和 。

有源門極驅動（AGD）及開關 dv/dt 動態(tài)調(diào)控

直接增大門極電阻 Rg? 雖然能降低 dv/dt，但會導致 SiC MOSFET 的開關損耗急劇升高 。

有源門極驅動技術（AGD）通過在開關瞬態(tài)的關鍵區(qū)間（如米勒平臺期）動態(tài)調(diào)整門極驅動電流或分級切入不同的門極電阻，在保證開通/關斷前期和后期高速切換、降低損耗的同時，平抑瞬態(tài)換流期間的最大電壓變化率 dv/dt 。這種動態(tài) dv/dt 控制能夠實現(xiàn)開關損耗與共模 EMI 發(fā)生源強度的最優(yōu)權衡 。

功率級硬件優(yōu)化與驅動器抗擾設計

在集中式大儲ANPC變流器中，功率器件模塊封裝和驅動電路的高抗擾設計是抵抗極速換向 dv/dt 干擾、保障去耦控制生效的物理基石 。

氮化硅（Si3?N4?）AMB陶瓷覆銅板的應用

在大功率SiC模塊（如BMF540R12MZA3）中，封裝絕緣材料的機械性能與熱學性能決定了器件長期運行的可靠性 。相較于傳統(tǒng)的氧化鋁（Al2?O3?）和氮化鋁（AlN）覆銅板，高性能的氮化硅（Si3?N4?）活性金屬釬焊（AMB）絕緣基板在力學強度、抗彎強度和熱膨脹系數(shù)上具有顯著優(yōu)勢 。

實戰(zhàn)表明，雖然 Si3?N4? 的熱導率（90W/mK）低于單晶氮化鋁，但其彎曲強度高達 700N/mm2，韌性優(yōu)異，因此可以將陶瓷基底厚度減薄至 360μm，從而實現(xiàn)與厚氮化鋁相近的超低熱阻水平（BMF540R12MZA3單開關熱阻僅為 0.077K/W） 。

最重要的是，Si3?N4? 的熱膨脹系數(shù)與硅及碳化硅極為匹配，在歷經(jīng)1000次以上的冷熱溫度沖擊后仍能保持完好的鍵合強度而不分層，極佳地適應了大容量儲能 PCS 頻繁充放電所帶來的高強度功率循環(huán)要求 。同時，減薄基板在熱設計優(yōu)化的同時，通過優(yōu)化內(nèi)部封裝銅箔布局，也能夠對器件底部的寄生對地電容進行精細控制 。

驅動器有源米勒鉗位設計

在半橋換流中，當上管極速開通時，橋臂中點劇烈波動的 dv/dt 會通過下管的柵漏寄生電容 Cgd? 驅動米勒電流 Igd? 流入下管門極 。

由于 SiC MOSFET 的開啟門檻電壓 VGS(th)? 顯著低于硅器件（在高溫下，BMF540R12MZA3 的 VGS(th)? 僅為 1.9V 左右），當米勒漏電流在關斷電阻 RG(off)? 上產(chǎn)生的壓降疊加在關斷負壓上并超過該門檻值時，便會引發(fā)致命的下管誤開通和橋臂直通事故 。

為了消除這一隱患，門極驅動器必須集成有源米勒鉗位功能 。其工作機制為：在關斷 SiC MOSFET 期間，驅動器實時監(jiān)測門極電位；當門極電壓降低到預設的安全翻轉閾值（通常為芯片負地電平以上的 2.2V 或 3.8V 左右）時，驅動芯片內(nèi)部的比較器動作，開通低阻抗的鉗位旁路晶體管（T5），繞過關斷電阻直接將門極拉到負電源軌上，從而提供極低阻抗的電荷泄放通道 。

為了驗證該功能的有效性，基本半導體在雙脈沖測試平臺上對下管在不同米勒鉗位狀態(tài)下的門極電壓波動進行了對比測試 。

測試結果表明，在 0V 關斷無鉗位的惡劣工況下，下管門極被抬升了 7.3V，已嚴重超過閾值，極易引發(fā)誤開通 。在加入有源米勒鉗位后，門極波動被成功壓制在 2V 這一安全線以下 。而在采用 ?4V 負壓關斷并配合有源米勒鉗位時，下管門極的電位波動被徹底消除，實現(xiàn)了接近 0V 偏差的絕對鎖定，徹底規(guī)避了高 dv/dt 換向下的直通風險 。

故障退飽和檢測與軟關斷（Soft Shutdown）技術

大容量儲能 PCS 面臨各種極端短路故障（如橋臂直接對地、相間短路等） 。對于極高電流變化率下發(fā)生的退飽和故障，如果驅動器直接以常規(guī)的超快關斷速度（高 di/dt）切斷萬安級的短路電流，線路雜散電感 Lσ? 將感應出足以瞬間擊穿 SiC 絕緣柵極與漏極阻斷層的過壓尖峰 。

專業(yè)的 SiC 門極驅動板（如青銅劍技術 2CP0225Txx 系列）通過片上有源電路集成了雙重保護 ：

短路退飽和檢測：驅動板通過內(nèi)置的阻容網(wǎng)絡（外接 CA? 電容、RA? 電阻）和二極管，對關斷期間及開通延遲之后的 VDS? 電位進行高速探測 。一旦 VDS? 偏離飽和導通阻抗曲線并超過設定的保護閾值 VREF?（如 9.7V）達到特定盲區(qū)時間，驅動板將立即判定發(fā)生短路 fault 。

2.0微秒軟關斷（SSD） ：短路故障觸發(fā)后，驅動芯片關斷主換流通道，自動切入軟關斷邏輯 。通過內(nèi)部集成的斜率發(fā)生器，使參考門壓 VREF_SSD? 以預設的斜率緩慢降低，迫使門極電壓跟隨該電位在約 2.0μs 的時間內(nèi)徐緩降落，實現(xiàn)電流的平滑回落，最終降至負偏置偏壓 。這種多級或線性斜率慢關斷從源頭上限制了故障切除時的 di/dt，將瞬間關斷電壓尖峰限制在安全耐壓余量以內(nèi) 。

有源鉗位（Active Clamping） ：同時，驅動器在漏極與門極之間跨接瞬態(tài)抑制二極管（TVS）串（1200V器件擊穿閾值通常配置為 1020V，1700V器件配置為 1560V） 。一旦 VDS? 瞬態(tài)跳變超越安全閾值，TVS被擊穿，微量電流直接注入門極，迫使 SiC MOSFET 微幅導通并消耗過剩的電感能量，從而在SSD軟關斷之外形成了二重硬件過壓限幅保護 。

結論與系統(tǒng)設計建議

針對 1500V/2000V 集中式大容量 SiC 儲能 PCS 系統(tǒng)中由極速開關換向導致的“共模電壓與 dv/dt 激擾，共模電感磁飽和，對地高頻漏電流”等關鍵痛點，系統(tǒng)必須在研發(fā)設計階段統(tǒng)籌考慮軟件算法與功率級硬件的深度融合，實施多維度協(xié)同去耦設計：

軟件級調(diào)制重組：儲能變流器系統(tǒng)應全面拋棄傳統(tǒng)無移相 PD-SPWM 調(diào)制，升級引入載波反相調(diào)制（CR-CBPWM）或優(yōu)化矢量序列模型預測控制（OVS-MPC） 。通過使各相開關動作在時間軸上實現(xiàn)極性抵消，最大程度削減共模電壓的瞬態(tài)階躍幅值，從根本上壓制施加在共模電感上的積分伏秒積，防止濾波器 CMI 發(fā)生高頻磁飽和 。

極低耦合電容驅動器選型：對于高壓大儲 SiC 門極驅動電源變壓器，必須嚴格控制其寄生屏蔽電容 。設計應優(yōu)先選用隔離電容 Ccoupling?≤14pF、電氣耐壓等級不低于 5000V 的即插即用型高可靠驅動板（如 2CP0225Txx），防止高 dv/dt 產(chǎn)生的置換電流侵入弱電控制總線 。

驅動芯片級有源米勒鉗位與軟關斷（SSD）硬防護：SiC 系統(tǒng)的低 gate threshold（VGS(th)?≤2.7V）極易在 dv/dt 換向時引起誤導通直通 。系統(tǒng)設計必須在柵極驅動器中強制使能有源米勒鉗位功能，并配置基于退飽和 VDS? 檢測、時間不低于 2.0μs 的 Soft Shutdown 軟關斷保護，實現(xiàn)過溫、過壓與短路工況下的閉環(huán)硬保護 。

新型共地及有源抵消硬件技術評估：在安全和絕緣隔離規(guī)范允許的特殊應用場景下，儲能系統(tǒng)可探討采用共地型（CGT）四橋臂拓撲，將網(wǎng)側中性線物理鉗位至直流負極，實現(xiàn)高頻漏電流路徑的徹底阻斷，并輔以 NCF + ICF 有源阻尼算法控制以確保不平衡及低頻零序波形質量 。此外，采用 ACMF 有源共模濾波技術能夠利用反相電壓發(fā)生器實時衰減共模騷擾源，在嚴苛的 EMI 環(huán)境下可作為防止共模電感飽和的有力支撐 。

審核編輯 黃宇