1 引言

根據(jù)射頻電路理論，“當(dāng)信號(hào)連接線上所傳輸?shù)男盘?hào)的波長(zhǎng)可與分立的電路元件的幾何尺寸相比擬時(shí)，信號(hào)線上面電壓和電流不再保持空間不變，必須把信號(hào)看做是傳輸?shù)牟ā４藭r(shí)，低頻時(shí)的基爾霍夫電壓和電流定律都不再適用了，而要把導(dǎo)電線看成射頻電路下的傳輸線。”簡(jiǎn)而言之，就是當(dāng)電路在較高頻率工作時(shí)( 即要傳送的信號(hào)頻率很高時(shí)) ，不能再把PCB 上器件引腳間的導(dǎo)線上所有點(diǎn)的電壓電流看作是不變的，此時(shí)要把傳輸?shù)男盘?hào)看成是電磁波。因此，若要傳輸這個(gè)電磁波信號(hào)而又要盡可能小地減少信號(hào)的損失，那么應(yīng)該使用傳輸線來傳輸，并且要在PCB 信號(hào)傳輸引腳之間進(jìn)行阻抗匹配。

圖1 是高頻信號(hào)在2個(gè)不同元件之間傳輸時(shí)的示意圖。從圖1 可知，在信號(hào)傳輸過程中，如果PCB上信號(hào)傳輸線的特性阻抗值與這2 個(gè)元件的“電子阻抗”完全相匹配時(shí)，則傳送信號(hào)的能量可以全部傳送到接收端，這是理想狀態(tài)。一般情況下，特性阻抗由于受到各種因素影響而不能做到完全匹配。當(dāng)傳輸線不匹配或變化偏差過大時(shí)，信號(hào)在傳輸過程中將發(fā)生反射、散失、衰減或時(shí)間延遲等問題; 嚴(yán)重時(shí)，甚至?xí)饌鬏斝盘?hào)完全“失真”而接收不到原來的真實(shí)信號(hào)。

圖1 元件間高頻信號(hào)傳輸示意圖

因此，在高頻信號(hào)范圍內(nèi)進(jìn)行信號(hào)傳輸時(shí)應(yīng)充分注意傳輸線的特性阻抗匹配，否則，傳送出去的信號(hào)或能量會(huì)反射或部分反射回來，造成一系列較嚴(yán)重的后果。由于阻抗失配造成的影響包括: 信號(hào)或能量無法完整傳送出去，使傳輸線傳送效率降低; 失配使部分傳送能量以電磁波的形式輻射到空間，形成電磁輻射干擾，影響其他器件正常工作;反射回來的信號(hào)或能量將會(huì)干擾或抵消再次傳送的信號(hào)或能量，這樣循環(huán)往復(fù)形成惡性循環(huán)，嚴(yán)重時(shí)會(huì)使傳送的信號(hào)完全喪失或完全失真。

綜上，在射頻電路設(shè)計(jì)時(shí)，阻抗匹配是一個(gè)非常重要的問題，如果阻抗匹配處理不好，小則影響射頻電路的性能，嚴(yán)重時(shí)電路完全不能工作。文章所要討論的共面波導(dǎo)效應(yīng)就是在PCB 上影響傳輸線特性阻抗的一個(gè)容易被人忽略而又對(duì)特性阻抗影響較大的因素。

2 共面波導(dǎo)簡(jiǎn)介

共面波導(dǎo)是由Cheng P． Wen 所發(fā)明，它是一種支持電磁波在同一個(gè)平面上傳播的結(jié)構(gòu)，通常是在一個(gè)電介質(zhì)的頂部傳播。經(jīng)典的共面波導(dǎo)是在同一個(gè)導(dǎo)電介質(zhì)平面上，由一個(gè)導(dǎo)體把一對(duì)地平面分割開來所組成，如圖2 所示。

在理想情況下，電介質(zhì)的厚度是無限大的; 在實(shí)際情況中，只要滿足電磁場(chǎng)在離開基底之前已經(jīng)不再連續(xù)這一條件，就可以近似把這種結(jié)構(gòu)認(rèn)為是共面波導(dǎo)。如果在電介質(zhì)的另外一邊也加上地平面的話，那么就可以構(gòu)成另外一種共面波導(dǎo)，被稱之為有限地共面波導(dǎo)( FGCPW， finite ground-plane coplanarwaveguide) ，或者直接簡(jiǎn)單地稱之為帶地共面波導(dǎo)( GCPW) 。

(a) 共面波導(dǎo)橫截面

（b）帶地共面波導(dǎo)橫截面

圖2 共面波導(dǎo)與帶地共面波導(dǎo)

共面波導(dǎo)的優(yōu)點(diǎn)是有源器件可以像微帶線那樣貼在電路的上層; 更為重要的是它可以提供更高的頻率響應(yīng)( 100 GHz 或者更大) ，因?yàn)檫B接到共面波導(dǎo)不會(huì)在地平面引入任何寄生的不連續(xù)點(diǎn)。使用共面波導(dǎo)可以得到更高的隔離度，因?yàn)樵诟鱾€(gè)射頻通路之間都有射頻地進(jìn)行隔離。許多高隔離度的射頻開關(guān)就是使用帶地共面波導(dǎo)獲得60 dB 或更高的隔離度。

共面波導(dǎo)可以通過使用保角變換法來進(jìn)行靜態(tài)分析。簡(jiǎn)言之，這種方法把PCB 的幾何結(jié)構(gòu)轉(zhuǎn)換成另外一種結(jié)構(gòu)，這種新的結(jié)構(gòu)的特性使得對(duì)它的定量計(jì)算變得容易實(shí)現(xiàn)。

影響共面波導(dǎo)線特性阻抗的因素有: 電路板厚度H、線寬W、電路板介電常數(shù)εr、中間信號(hào)線與地間距S 以及銅厚t。在所有因素中，對(duì)阻抗影響最大的是間距S，S 越大，則對(duì)阻抗影響越小; S 越小，則對(duì)阻抗的影響越大。其他的影響因素近似與微帶線相同，但是，共面波導(dǎo)阻抗的公式比微帶線復(fù)雜許多，在此不做過多闡述。

3 帶地共面波導(dǎo)效應(yīng)對(duì)微帶線的影響

在PCB 完成布線后，為了增強(qiáng)電路的抗干擾性能，大多數(shù)情況下，電路板設(shè)計(jì)者會(huì)對(duì)PCB 進(jìn)行大面積的覆地。如果覆地處理較好，那么可以有很多好處，但是不注意的話，覆地也會(huì)帶來很多問題，例如平板電容效應(yīng)、螺旋電感效應(yīng)以及文中所討論的共面波導(dǎo)效應(yīng)等負(fù)面影響。故在此側(cè)重討論共面波導(dǎo)效應(yīng)對(duì)微帶傳輸線的影響。微帶線和共面波導(dǎo)模型如圖3所示。

(a) 微帶線

（b）共面波導(dǎo)

圖3 微帶線模型和帶地共面波導(dǎo)模型

從圖中可以看出，微帶線和共面波導(dǎo)很相似，唯一的差別就是在傳輸信號(hào)的主線周圍是否存在“地”。因此，如果在PCB 上已經(jīng)設(shè)計(jì)好的微帶線周圍進(jìn)行覆地的話，那么，微帶傳輸線就可能變成共面波導(dǎo)。在相同PCB參數(shù)條件下，微帶線與共面波導(dǎo)的特性阻抗是不一樣的，共面波導(dǎo)的特性阻抗受“D1”( 如圖3 中所示) 影響很大。

常規(guī)情況下，在PCB 上面的傳輸線通常是匹配到50 Ω，如果在設(shè)計(jì)完成以后再對(duì)整個(gè)板子進(jìn)行大面積的覆地，而覆地距傳輸線又較近的話，就會(huì)產(chǎn)生共面波導(dǎo)效應(yīng)，影響傳輸線的阻抗，從而影響傳輸線上信號(hào)的傳輸質(zhì)量。例如，在銅厚t = 0． 018( 1 /2 盎司) 、板厚h = 1mm 的FR-4 介質(zhì)板( 介電常數(shù)為4． 6)上，利用微帶傳輸線設(shè)計(jì)阻抗為50 Ω 的傳輸線時(shí)，線寬W =2． 197; 如果在微帶線兩邊等間距覆地的話，那么覆地會(huì)對(duì)傳輸線阻抗產(chǎn)生影響。圖4 所示是當(dāng)微帶線兩邊覆地時(shí)微帶線間隔S 與新的特性阻抗Z 的關(guān)系圖。

圖4 微帶線兩邊加地，當(dāng)間距為S 時(shí)微帶線阻抗的變化

從圖4 可以明顯看出，當(dāng)微帶線與地間距S ＜ 2mm 時(shí)，阻抗受間距S 影響較大，特別是間距S ＜ 0． 5mm 時(shí)，微帶線阻抗變化在20% ～ 50%之間。也就是說，當(dāng)覆地與微帶線之間間距＜ 0． 5 mm 時(shí)，微帶線阻抗嚴(yán)重偏離50 Ω( 見圖4) ，此時(shí)阻抗嚴(yán)重不匹配，將會(huì)導(dǎo)致信號(hào)傳輸出現(xiàn)很大的反射和信號(hào)失真。

因此，在射頻電路板設(shè)計(jì)中，要非常注意接地的地方與微帶線的距離，否則可能帶來較嚴(yán)重的后果。

4 共面波導(dǎo)效應(yīng)在雙層PCB 設(shè)計(jì)中的應(yīng)用

通常，在設(shè)計(jì)PCB 上的傳輸線時(shí)，都是考慮使用微帶線來實(shí)現(xiàn)50 Ω 傳輸線，因?yàn)槲Ь€是非常適合在PCB 上實(shí)現(xiàn)的一種結(jié)構(gòu)。共面波導(dǎo)嚴(yán)格說來也是一種傳輸線，它與微帶線有著非常相似的結(jié)構(gòu)，而且因?yàn)楣裁娌▽?dǎo)傳輸線比微帶線周圍多了“地”的存在，從而使共面波導(dǎo)傳輸線抗干擾能力更好。

圖5 是在板厚H = 1． 2mm，εr =4． 6，銅厚t = 0．018mm( 1 /2 盎司) 且S = 0． 254( 10mil) 時(shí)，微帶線和共面波導(dǎo)線寬與阻抗的關(guān)系圖( 其中實(shí)線是共面波導(dǎo)，虛線是微帶線) 。從圖中可以看出，在相同阻抗時(shí)，共面波導(dǎo)線在電路板上的寬度比微帶線的寬度小很多。例如在50Ω 時(shí)，利用共面波導(dǎo)得到的線寬比起微帶線的線寬小了接近1 mm; 而兩種傳輸線寬度相同時(shí)，微帶線的阻抗遠(yuǎn)大于共面波導(dǎo)線的阻抗，基本接近15 Ω。因此可以得出結(jié)論: 在PCB 板介質(zhì)參數(shù)即板厚相同的條件下，相同線寬的共面波導(dǎo)的特性阻抗小于微帶線特性阻抗; 阻抗相同時(shí)，共面波導(dǎo)線寬大大小于微帶線線寬。這是一個(gè)有用的結(jié)論，下面給出一個(gè)此結(jié)論的應(yīng)用實(shí)例。

圖5 使用相同PCB 參數(shù)且S = 10 mil 時(shí)，

微帶線和共面波導(dǎo)線寬與阻抗的關(guān)系圖

(實(shí)線: 共面線; 虛線: 微帶)

在進(jìn)行射頻PCB 設(shè)計(jì)時(shí)，當(dāng)要傳輸?shù)男盘?hào)使用微帶傳輸線時(shí)，如果使用多層板，此時(shí)布50 Ω 微帶線的話，可以在頂層( top) 布射頻線( 傳輸線) ，然后把第二層定義成完整的地平面，這樣頂層和第二層之間的介質(zhì)厚度可以人為控制，做到很薄，而頂層的線不用很寬就可以滿足50 Ω 的特性阻抗( 在其他相同的情況下，布線越寬，特性阻抗越小) 。

但是，如果使用的是雙層板，情況就不一樣了。在雙層板情況下，為了保證電路板的強(qiáng)度，要選取較厚的電路板材( 至少不小于0． 8 mm) ，這時(shí)，介質(zhì)厚度H 通常就會(huì)很大。此時(shí)，如果還使用微帶線來實(shí)現(xiàn)50 Ω 的特性阻抗，那么頂層的走線必須很寬。例如，假設(shè)板子的厚度是1． 2 mm，使用FR-4 板材( εr = 4．6) ，銅厚t = 0． 018 mm，使用Polar Si8000 阻抗軟件來計(jì)算線寬，得到線寬為2． 197 mm。在射頻微波頻段，這個(gè)線寬是很難被接受的，因?yàn)榇藭r(shí)各種元件的引腳都是很小的，如果電路板大小再有限制的話，2mm 的走線具體實(shí)現(xiàn)起來也不容易。

因此，根據(jù)前面的分析，可以使用共面波導(dǎo)線來實(shí)現(xiàn)50 Ω 傳輸線。在Polar Si8000 中就有多種共面波導(dǎo)模型，可以選擇滿足實(shí)際應(yīng)用條件的模型來進(jìn)行計(jì)算。在此選擇“surface CoplarWaveguide WithGround1B”，使用與前述相同的條件加上D1 = 7 mil( 0． 178 mm) 來計(jì)算線寬。微帶線與共面波導(dǎo)模型及參數(shù)設(shè)置、計(jì)算如圖6 所示［4］。如圖中所示，最后得到線寬W = 0． 9 mm。如果使用更薄一些的板材( 例如微波基片) ，那么線寬可以做得更細(xì)，能夠滿足對(duì)線寬的要求。

圖6 相同PCB 參數(shù)下微帶與共面波導(dǎo)線寬的計(jì)算

5 結(jié)束語

通過以上分析可知，在電路板設(shè)計(jì)中，共面波導(dǎo)效應(yīng)對(duì)微帶傳輸線有很大的影響，因此在設(shè)計(jì)中應(yīng)當(dāng)十分小心。同時(shí)看到，電路板中的共面波導(dǎo)效應(yīng)既有負(fù)面影響又存在有利的一面，應(yīng)根據(jù)具體的需求作出不同的選擇。