自主駕駛當(dāng)前引領(lǐng)全球，此趨勢將來定會(huì)加速發(fā)展。這一領(lǐng)域的關(guān)鍵技術(shù)是汽車?yán)走_(dá)探頭，它是朝向更舒適駕駛、防撞，甚至是自動(dòng)駕駛邁出的重要一步。駕駛員輔助系統(tǒng)已經(jīng)很普遍，這類系統(tǒng)在許多方面都由雷達(dá)支持。

今天的24 GHz、77 GHz和79 GHz汽車?yán)走_(dá)探頭顯然需要能夠測量和分辨不同物體，同時(shí)在任何城市或鄉(xiāng)村環(huán)境都要能提供高距離分辨率、徑向速度分辨率和方位角分辨率。一個(gè)非常重要的特性是對來自其他汽車?yán)走_(dá)探頭的干擾有良好抗擾性。由于目前市場對雷達(dá)探頭的接受程度不高，這個(gè)話題一直不太受關(guān)注。然而，迅速擴(kuò)大和預(yù)期增長都在持續(xù)增加，高級駕駛員輔助系統(tǒng)(Advanced Driver Assistance Systems, ADAS) 市場預(yù)計(jì)每年增長高達(dá)10％。考慮到每年有7200萬輛新車注冊，按每輛車平均3個(gè)（或更多）汽車?yán)走_(dá)探頭計(jì)算，未來每年大約有2億多個(gè)新的汽車?yán)走_(dá)探頭行走在大街小巷。因此，24 GHz，以及76 GHz到81 GHz頻譜將被大量占用。汽車?yán)走_(dá)探頭需要應(yīng)對相互干擾，并且要提供信號分集和干擾抑制技術(shù)。涉及正在研發(fā)的自動(dòng)汽車的偶發(fā)小事故已見諸報(bào)端。2016年5月，在涉及部分實(shí)現(xiàn)自動(dòng)駕駛的汽車的第一起致命事故后，關(guān)于自動(dòng)駕駛汽車安全性和這類技術(shù)安全性的問題再次被提起。因此，在存在相互干擾的任何環(huán)境下都必須確保探測設(shè)備功能不變。

本文介紹目前最先進(jìn)的下一代汽車?yán)走_(dá)信號和探頭的理論背景。文中解釋了相互干擾的影響，并提出了在具有各類典型干擾的任意射頻環(huán)境中，測試和驗(yàn)證干擾抑制技術(shù)的測量可能性。這種方法可幫助研究和開發(fā)人員，設(shè)計(jì)出即使在惡劣射頻環(huán)境也能按技術(shù)指標(biāo)可靠工作的汽車?yán)走_(dá)探頭。

汽車?yán)走_(dá)和法規(guī)

如果幾個(gè)汽車?yán)走_(dá)探頭工作在頻段[1]中的相同部分，以及各自的工作頻率非?？拷鼤r(shí)，可能相互干擾（參閱圖1）?？赡艿那闆r是人為虛假(ghost) 目標(biāo)的建立或檢測概率的降低。虛假目標(biāo)在現(xiàn)實(shí)中不存在，但對于雷達(dá)探頭卻作為真實(shí)目標(biāo)出現(xiàn)。這可能由已發(fā)射信號的副本引起。該副本不是來自原始雷達(dá)發(fā)射機(jī)，但是落入接收機(jī)帶寬中，并作為真實(shí)回波信號被處理。只有在兩個(gè)或多個(gè)雷達(dá)之間的定時(shí)、波形和頻率必須匹配，并且回波信號功率必須超過一定限值時(shí)，才會(huì)發(fā)生這種情況。

圖 1：干擾場景舉例

此外，落入接收機(jī)帶寬中具有一定功率電平的任意射頻信號，會(huì)增加雷達(dá)的本底噪聲并降低對目標(biāo)的信噪比 (Signal To Noise, SNR)。這可能導(dǎo)致雷達(dá)截面積 (Radar Cross Section, RCS) 較小的目標(biāo)消失，因?yàn)檫@些回波的信噪比減小。只有經(jīng)FFT信號處理后在所有頻率上擴(kuò)散的信號必須落入接收機(jī)帶寬內(nèi)時(shí)，才會(huì)發(fā)生這種情況。

汽車?yán)走_(dá)探頭的輸出功率由電子通信委員會(huì) (Electronic Communications Committee , ECC) 規(guī)定?；陬}為“指定77-81GHz頻段用于汽車短程雷達(dá)”的ECC決定 (04) 03，歐洲郵政和電信管理會(huì)議 (European Conference of Postal and Telecommunications Administrations, CEPT) 指定將79GHz頻率范圍，在無干擾且不采用保護(hù)措施的場景下用于短程雷達(dá) (Short Range Radar, SRR) 設(shè)備。此外，定義了與峰值限值為55 dBm 有效全向輻射功率 (Equivalent Isotropic Radiated Power, EIRP)相關(guān)的-3dBm / MHz有效全向輻射功率的最大平均功率密度，并且由一個(gè)短程雷達(dá)設(shè)備運(yùn)行產(chǎn)生的車輛外部最大平均功率密度不得超過-9 dBm / MHz有效全向輻射功率。工作在這些頻段中的所有標(biāo)準(zhǔn)汽車?yán)走_(dá)探頭必須滿足這個(gè)決定。ETSI標(biāo)準(zhǔn)EN 301 091-1和EN 301 091-2 [7]已經(jīng)對77 GHz雷達(dá)的相關(guān)測試條件、功率發(fā)射和雜散輻射等幾個(gè)方面進(jìn)行了標(biāo)準(zhǔn)化，但沒有提及任何關(guān)于干擾抑制的內(nèi)容。對于規(guī)定了79GHz頻段的ETSI標(biāo)準(zhǔn)EN 302 264-1和EN 302 264-2 [8]也是如此。

例如，在海事領(lǐng)域，導(dǎo)航雷達(dá)必須遵守國際電工委員會(huì) (International Electrotechnical Commission, IEC) 標(biāo)準(zhǔn)IEC 62388 [2]。該標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定了最基本的運(yùn)行和性能要求、測試方法，以及按照無線電通信設(shè)備/系統(tǒng)性能標(biāo)準(zhǔn)要求的測試結(jié)果。IEC標(biāo)準(zhǔn)中一個(gè)非常重要方面是干擾抑制規(guī)范。然而，對于汽車雷達(dá)技術(shù)規(guī)范，類似導(dǎo)航雷達(dá)幾十年來經(jīng)歷的，沒有定義干擾抑制或性能的標(biāo)準(zhǔn)以及測試方法。

汽車?yán)走_(dá)波形和干擾影響

如果干擾信號落入雷達(dá)接收機(jī)帶寬中，就此而言，它應(yīng)當(dāng)被檢測到并在信號處理過程中被抑制。每個(gè)制造商采用的波形、定時(shí)、帶寬、天線方向圖和信號處理方式通常略有不同。就干擾抑制而言這或許是個(gè)優(yōu)點(diǎn)，但也導(dǎo)致雷達(dá)對干擾的響應(yīng)不同。

今天的汽車?yán)走_(dá)探頭中主要使用兩種不同類型的波形。盲點(diǎn)檢測 (Blind Spot Detection, BSD) 雷達(dá)經(jīng)常使用多進(jìn)制頻移鍵控 (Multi-Frequency Shift Keying, MFSK) 雷達(dá)信號，并且主要工作在24GHz頻段。工作在77 GHz或79 GHz頻段的雷達(dá)經(jīng)常使用線性調(diào)頻連續(xù)波 (Linear Frequency Modulated Continuous Wave, LFMCW) 信號或線性調(diào)頻序列 (Chirp Sequence, CS) 信號，后者是一種特殊形式的LFMCW信號。

使用LFMCW，雷達(dá)在一定時(shí)間內(nèi)（稱為相干處理間隔 TcpI）發(fā)射具有特定帶寬 fsweep的調(diào)頻信號（線性調(diào)頻），如圖2所示。

圖2：采用上行線性調(diào)頻和下行線性調(diào)頻的LFMCW雷達(dá)

雷達(dá)用瞬時(shí)發(fā)射頻率下變頻接收的信號，并測量差頻fB,fB描述與原始發(fā)射波形的偏移。兩個(gè)雷達(dá)參數(shù)，范圍R和徑向速度Vr，都與測量的差頻fB相關(guān)。為了無模糊地求解目標(biāo)Vr和R，必須進(jìn)行兩次差頻測量（如圖2所示），其中兩個(gè)差頻分別表示為fB1和fB2 。在多目標(biāo)情況，用不同差頻的兩組連續(xù)線性調(diào)頻信號，不能無模糊地求解距離和徑向速度。這可以通過使用額外的具有不同斜率的線性調(diào)頻信號來解決。

為了實(shí)現(xiàn)一定的徑向速度分辨率，TcpI通常在20ms范圍內(nèi)，并且單次處理間隔內(nèi)線性調(diào)頻數(shù)目大于2。fsweep決定了距離分辨率， fsweep在幾百M(fèi)Hz間變化，在不久的將來其變化范圍可達(dá)1GHz以上，在未來可能是4 GHz甚至5 GHz。

另一種波形稱為線性調(diào)頻序列（CS），它由幾個(gè)非常短的LFMCW線性調(diào)頻連續(xù)波組成，每個(gè)線性調(diào)頻持續(xù)時(shí)間為Tchirp ，采用塊長度TcpI 發(fā)射（參閱圖3）。由于單個(gè)線性調(diào)頻非常短，所以差頻fB主要受信號傳播時(shí)間影響，并且多普勒頻移fD可以忽略不計(jì)。

圖3：線性調(diào)頻序列

在經(jīng)過用瞬時(shí)載波頻率初始下變頻和對每個(gè)線性調(diào)頻實(shí)施傅立葉變換后，信號處理便開始了。由于高載波頻率和高線性調(diào)頻率，差頻主要由距離決定。計(jì)算目標(biāo)距離R時(shí)，假定徑向速度Vr =u/s在單個(gè)線性調(diào)頻期間不測量徑向速度，而是在持續(xù)時(shí)間為TcpI的連續(xù)線性調(diào)頻塊上測量。沿時(shí)間軸執(zhí)行第二次傅立葉變換，得到多普勒頻移fD。 在獲得多普勒頻移之后，便可校正目標(biāo)距離。

雖然單個(gè)Tchirp通常在10μs到100μs范圍內(nèi)，但是信號LN的數(shù)量應(yīng)當(dāng)高到使得整個(gè)相干處理間隔TcpI=LNTchirp再次在幾十毫秒的范圍內(nèi)，以實(shí)現(xiàn)期望的徑向速度分辨率。

信號帶寬大，與之相比接收機(jī)帶寬非常小。由于事實(shí)上僅測量雷達(dá)設(shè)計(jì)的最大差頻，這是可以實(shí)現(xiàn)的。為了給出兩個(gè)示例，表1顯示了當(dāng)目標(biāo)徑向速度為50m / s、距離在40米范圍內(nèi)時(shí)，采用兩種汽車?yán)走_(dá)波形的差頻。

這些計(jì)算依據(jù)LFMCW方程，并且顯示LFMCW的差頻在幾百kHz范圍內(nèi)，但CS雷達(dá)（幾MHz）的差頻顯然高得多。這導(dǎo)致接收機(jī)帶寬更大，并且與使用LFMCW時(shí)所用的技術(shù)相比可能需要不同的干擾抑制技術(shù)。

表 1：使用LFMCW 和CS信號的 77 GHz 雷達(dá)，以及目標(biāo)采用50m/s徑向速度且距離在40米范圍內(nèi)的預(yù)期差頻。

與LFMCW相比，CS的優(yōu)點(diǎn)是無模糊和提高了更新速率，因?yàn)閱蝹€(gè)相干處理間隔 (TcpI) 足以測量和分辨觀察范圍內(nèi)的所有目標(biāo)。在LFMCW中，至少需要3種不同的線性調(diào)頻信號。另一方面，在CS波形中，由于多次FFTs和接收機(jī)帶寬要根據(jù)預(yù)期的差頻而縮放，處理復(fù)雜度增加，這就是需要干擾抑制和干擾緩解技術(shù)的原因。

圖4描述了當(dāng)存在干擾信號（紅色線性調(diào)頻）時(shí)的下變頻和傅里葉變換過程。干擾線性調(diào)頻與物體的雷達(dá)回波一起下變頻。綠色表示某個(gè)范圍的恒定差頻，它會(huì)在無干擾環(huán)境中測量單個(gè)目標(biāo)時(shí)產(chǎn)生。隨著干擾信號的引入，產(chǎn)生與時(shí)間相關(guān)的差頻（紅色曲線），伴隨著期望的回波信號。因此，在傅里葉域中，頻譜不僅顯示單個(gè)差頻，而且顯示若干頻率。在最優(yōu)解中，回波信號（綠色條）的信噪比最大。當(dāng)存在干擾信號時(shí)，本底噪聲上升，并且信噪比隨接收機(jī)帶寬fLP 的增大而減小，如圖所示。除了檢測概率降低外，回波信號的較低信噪比也會(huì)導(dǎo)致距離和多普勒頻移測量的精度降低。

圖 4：干擾信號影響

接收機(jī)本底噪聲和物體對應(yīng)的信噪比取決于硬件、軟件和物體的雷達(dá)截面積。對于工作在77 GHz的汽車?yán)走_(dá)，典型的本底噪聲電平約為-90 dBm。一種趨勢是將線性調(diào)頻序列波形與諸如頻移鍵控等其它方法組合，以便減少計(jì)算量。然而，截至今天，對于汽車?yán)走_(dá)探頭，還沒有標(biāo)準(zhǔn)給出規(guī)范性的干擾和干擾抑制的通用定義。

干擾抑制測試和測量

為了驗(yàn)證抗干擾方法的性能和測試?yán)走_(dá)探頭的干擾魯棒性，需要在能夠生成任意射頻信號的實(shí)驗(yàn)室中搭建測量環(huán)境。例如，這些信號甚至可以包括發(fā)射機(jī)位置、天線移動(dòng)和天線方向圖。

圖5顯示來自羅德與施瓦茨公司的脈沖序列發(fā)生器軟件生成的典型雷達(dá)干擾信號，諸如線性調(diào)頻連續(xù)波（LFMCW）、頻移鍵控（Frequency Shift Keying, FSK）和線性調(diào)頻序列（CS）。應(yīng)當(dāng)提及的是，該軟件不限于生成這些信號或序列，它還可以為實(shí)驗(yàn)室建立復(fù)雜的射頻環(huán)境[3]。

圖5：典型連續(xù)波雷達(dá)信號

雖然這些信號可以在基帶產(chǎn)生，但將這些信號上變頻到E-band是個(gè)挑戰(zhàn)。由于大多數(shù)汽車?yán)走_(dá)只使用調(diào)頻信號，一種方法是使用先進(jìn)的矢量信號發(fā)生器結(jié)合倍頻器。這樣配置的優(yōu)點(diǎn)是測試裝置不太復(fù)雜并且可以較容易實(shí)現(xiàn)大信號帶寬，因?yàn)楸额l器也能縮放信號帶寬[5]。在基帶中設(shè)計(jì)波形時(shí)，可以輕松考慮縮放因子。

圖6為汽車?yán)走_(dá)探頭的典型測試裝置，使用矢量信號發(fā)生器(如R＆S SMW200A)結(jié)合倍頻器(如R＆S SMZ90)。用脈沖序列發(fā)生器軟件產(chǎn)生任意射頻環(huán)境，其中信號通過本地網(wǎng)絡(luò)或通過U盤傳輸?shù)绞噶啃盘柊l(fā)生器。將R＆S SMW200A生成的12.6 GHz到13.5 GHz射頻信號乘以6。E-band喇叭天線可以連接到倍頻器的輸出，然后經(jīng)空中朝被測設(shè)備（Device Under Test, DUT）發(fā)射E-band信號。在該裝置中,矢量信號發(fā)生器使用的帶寬也放大了6倍。為了生成具有5GHz信號帶寬的雷達(dá)線性調(diào)頻脈沖，需要833.3MHz的基帶帶寬（833.3MHz×6 = 5GHz）。在下圖所示的裝置中，使用2 GHz基帶帶寬，可以實(shí)現(xiàn)高達(dá)12 GHz（2 GHz x 6 = 12 GHz）的射頻信號帶寬。

圖6：用于汽車?yán)走_(dá)探頭的干擾測試裝置

干擾信號的頻譜如下圖所示。可以觀察信號的頻譜以及上行線性調(diào)頻和下行線性調(diào)頻組成的LFMCW信號波形。所有線性調(diào)頻信號的參數(shù)都使用信號分析儀直接分析，例如使用配備R＆S FSW-K60瞬態(tài)分析軟件的R＆S FSW85。線性調(diào)頻信號長度為1 ms，信號頻率的線性度在幾kHz范圍內(nèi)，這與汽車?yán)走_(dá)信號相當(dāng)。

圖 7：用R&S SMW200A 結(jié)合R&S SMZ90倍頻器生成的雷達(dá)干擾信號

研究人員已經(jīng)研究在汽車?yán)走_(dá)中使用如OFDM這樣的通信信號[4]，以及設(shè)計(jì)干擾抑制算法[6]。然而，在對價(jià)格敏感的探頭中實(shí)時(shí)處理這些超寬帶OFDM信號可能很復(fù)雜。這使得在不久的將來應(yīng)用OFDM信號前景不明。這也是為什么從毫米波范圍開始驗(yàn)證干擾抑制算法、波形和整個(gè)處理鏈?zhǔn)侨绱酥匾脑蛑弧?/p>

不僅是性價(jià)比，實(shí)時(shí)處理寬頻帶OFDM信號的挑戰(zhàn)性，在毫米波中生成幅度調(diào)制干擾信號也需要更復(fù)雜的裝置。圖8描述了一種方法，雙射頻通道矢量信號發(fā)生器分別生成中頻 (IF) 信號和本振 (LO) 信號。將本振信號頻率擴(kuò)大6倍，并將中頻信號搬移到76GHz至81GHz。具有內(nèi)部寬帶基帶源的矢量信號發(fā)生器，可在E-band中生成任意調(diào)制、帶寬高達(dá)2GHz的射頻信號。使用已校準(zhǔn)的內(nèi)部寬帶基帶硬件的矢量信號發(fā)生器（如R＆S SMW200A）與使用多臺儀器的其他解決方案相比具有很大優(yōu)勢，因?yàn)樗恍枰?zhǔn)，也不需要補(bǔ)償I / Q調(diào)制器的頻率響應(yīng)。

圖 8：使用混頻器的汽車?yán)走_(dá)探頭干擾測試裝置

測量結(jié)果

為了驗(yàn)證有附加雷達(dá)信號時(shí)產(chǎn)生的影響，使用最先進(jìn)的77GHz雷達(dá)探頭。這種探頭的優(yōu)點(diǎn)是在距離域中中頻和FFT原始數(shù)據(jù)的可用性，從而可以立即驗(yàn)證干擾信號對FFT頻譜的影響。如所解釋的，應(yīng)該看到基底噪聲的增加，這取決于有多少干擾信號功率被下變頻并落入接收機(jī)帶寬中。在這些測量中，探頭被配置為發(fā)射具有200 MHz信號帶寬的LFMCW信號，如圖9所示，其中瞬態(tài)分析選件顯示了持續(xù)時(shí)間、信號帶寬、發(fā)射的線性調(diào)頻的線性度（頻率偏移在時(shí)域的變化）和射頻頻譜中的雜散干擾。

圖 9：用R&S FSW-K60瞬態(tài)分析選件分析雷達(dá)探頭

脈沖序列發(fā)生器軟件用于模擬波形，以及借助額外的干擾波形測試?yán)走_(dá)。采用實(shí)時(shí)頻譜儀的全息頻譜模式便可以檢驗(yàn)這兩個(gè)信號。圖10給出兩個(gè)射頻信號，即由雷達(dá)探頭發(fā)射的線性調(diào)頻和由矢量信號發(fā)生器生成的干擾信號。當(dāng)雷達(dá)探頭發(fā)射上行線性調(diào)頻和下行線性調(diào)頻，接著是未調(diào)制的連續(xù)波信號時(shí)，干擾信號僅發(fā)射上行線性調(diào)頻和下行線性調(diào)頻信號。干擾線性調(diào)頻信號的功率電平比發(fā)射的雷達(dá)信號小約5 dB，如全息頻譜中所示。

圖 10：實(shí)時(shí)頻譜中的結(jié)果： 有用信號（左側(cè)的單個(gè)線性調(diào)頻）和連續(xù)的線性調(diào)頻干擾

圖11給出了頻譜測量樣本，其中將有和沒有干擾信號情況下該范圍上的幅度電平繪出。當(dāng)測量進(jìn)入無干擾的自由空間時(shí)，這個(gè)雷達(dá)探頭測量到功率電平在-115 dBm上下的頻譜，和在相鄰范圍內(nèi)的一些雷達(dá)回波信號。

當(dāng)存在干擾信號時(shí)，取決于干擾信號自身情況，本底噪聲增加到約-102 dBm和-90 dBm。應(yīng)當(dāng)提及的是，該雷達(dá)探頭沒有采用任何干擾消除。此外，正如我們在上述測量中看到的，本底噪聲的增加明顯地取決于干擾信號電平和干擾波形本身。已經(jīng)證明，10dB到25dB的信噪比降低，可能在跟蹤期間非常容易地丟失目標(biāo)，或者具有低雷達(dá)截面積（RCS）的目標(biāo)，例如行人，不能被檢測到。

圖 11：被測雷達(dá)探頭測得的功率譜

總結(jié)

汽車?yán)走_(dá)支持追求額外的駕駛舒適性、安全性甚至自動(dòng)駕駛的趨勢。在街道上穿梭的汽車?yán)走_(dá)探頭數(shù)量正在迅速增加，并將在未來幾年進(jìn)一步增長。因此，在24 GHz、77 GHz和79 GHz頻帶中分配的頻譜要由不同類型的探頭和信號共享。作為保證安全性的關(guān)鍵元件，雷達(dá)探頭需要克服相互干擾，提供信號分集和干擾抑制技術(shù)，以便測量、檢測、分辨和分類雷達(dá)回波信號，即使在高密度占用的頻譜中。例如，現(xiàn)在有針對導(dǎo)航雷達(dá)的關(guān)于干擾測試和抑制的規(guī)范和標(biāo)準(zhǔn)，但對于汽車?yán)走_(dá)還沒有要求。

為了滿足這些需求，本文介紹了最先進(jìn)的下一代汽車?yán)走_(dá)的理論背景和干擾對其造成的影響。對于驗(yàn)證任意射頻環(huán)境中的干擾抑制技術(shù)，提出了測試和測量的可能性。使用最先進(jìn)的商用77 GHz雷達(dá)探頭驗(yàn)證了干擾的影響。這些測試裝置應(yīng)該可以幫助研究人員和開發(fā)人員，按照技術(shù)規(guī)范，即使在惡劣的射頻環(huán)境下也能確保他們雷達(dá)的功能。