在現(xiàn)代時代，隨著電動汽車（EV）和混合動力汽車（HEV）領域的所有進步對具有高功率密度和效率的轉(zhuǎn)換器的需求已經(jīng)增加，尤其是在電動汽車充電點的并網(wǎng)系統(tǒng)中[2] [3]。WBG（寬帶隙）器件具有低損耗，快速切換能力和非常好的熱穩(wěn)定性，因此可以滿足所有這些要求，但是由于成本高，這些器件并未廣泛用于開發(fā)轉(zhuǎn)換器[4]。SiC MOSFET的成本是其兩倍，但與Si IGBT相比，它的高電流范圍是其8倍。為了減少成本問題，現(xiàn)在的重點是混合Si和SiC器件。在[5]中，介紹了一種三級兩級解耦有源中性點鉗位電路（3L-TBANPC）。這實際上有助于利用SiC MOSFET的快速開關和Si IGBT的低成本。Si和SiC轉(zhuǎn)換器能夠提供與完整SiC MOSFET轉(zhuǎn)換器相同的效率。

基本混合拓撲

3L-ANPC整流器的電路圖如圖1所示。它由六個開關組成。下表顯示了3L-ANPC常用的開關狀態(tài)。1表示高或接通狀態(tài)，而0表示開關的低或斷開狀態(tài)。由于有很多開關處于0狀態(tài)，這表明在低電平狀態(tài)下使用不同的開關可以生成不同的調(diào)制方案[1]。

圖：1. 3L-ANPC整流器

表：3L-ANPC的開關狀態(tài)

調(diào)制方案

提出了兩種調(diào)制方案，其思想是觀察哪些開關在基頻上工作，而哪些開關在較高頻率下工作。在第一調(diào)制方案中，使用開關狀態(tài)P，PZ2，NZ2和Z。結(jié)果表明，對于正半周期開關，S5和S3處于導通狀態(tài)，S6和S4處于關斷狀態(tài)，其中S1和S2是互補對。對于負半周期，S3和S4是互補對。所以S5和S6在基頻下工作，開關損耗與S1-S4有關。

在第二調(diào)制方案中，使用開關狀態(tài)P，PZ1，NZ1和N。結(jié)果表明，開關S1-S4接收到相同的門控信號，因此這里S5和S6是互補對。S5和S6中的開關損耗較高。

降低開關損耗的有效方法是使用SiC MOSFET代替Si IGBT來工作在高頻下的開關。分別針對第一和第二調(diào)制方案，圖2中顯示了4-SiC混合3L-ANPC整流器，圖3中顯示了2-SiC混合3L-ANPC整流器。

改進的調(diào)制方案

正常調(diào)制方案和改進的調(diào)制方案之間的區(qū)別是零電平輸出處的共零（CZ）狀態(tài)操作[6]。對于CZ動作的電流或者流至S5和S2或S6和S3和在特定溫度下的Si MOSFET和SiC MOSFET所提供的阻力是幾乎相等，這意味著它們被串聯(lián)連接在等效電阻降低到一半并行[1]。

在上述第一調(diào)制方案中，開關S5和S6在基頻下工作，而開關S1至S4在高頻下工作。如圖2所示，將使用4-SiC混合3L-ANPC整流器來改善調(diào)制。這次我們引入CZ狀態(tài)而不是零電平的PZI。因此，在正半周開始時，三個開關S1S3S5處于導通狀態(tài)，而開關S2S4S6處于關斷狀態(tài)。在S1關斷期間，電流流過與S1相連的二極管。期間S的轉(zhuǎn)2橋臂電壓和S的漏極-源極電壓6達到零，這意味著在S的轉(zhuǎn)動6是一個ZVS操作[1]。開關損耗不變，但是電容器的電容器充放電損耗仍然存在，但是由于使用SiC材料，這些損耗可以忽略不計。

在第二調(diào)制方案中，S1至S4在基頻下工作，S5和S6在高頻下工作，因此，如圖3所示，此處將使用2-SiC混合3L-ANPC整流器來改善調(diào)制效果。對于零電平操作，將使用CZ狀態(tài)。如在第一調(diào)制方案中那樣，開關S1S3S5為接通，而開關S2S4S6為斷開。首先，在S5關斷期間，電流將流經(jīng)與其相連的二極管。然后S6將打開，而S1將關閉，結(jié)果是橋臂電壓達到零。S5將關閉，并且由于沒有電流流過S5，因此它是ZCS操作。S2兩端的電壓為零，這意味著S2的導通是ZVS操作[1]。在這種新的調(diào)制方案中，開關損耗不會增加，但是電容器的充電和放電損耗仍然存在，但是這些損耗可以忽略不計。

圖2：4-SiC混合3L-ANPC整流器

圖3：2-SiC混合3L-ANPC整流器

整流器比較

2-SiC混合整流器在P和CZ狀態(tài)之間轉(zhuǎn)變所需的步數(shù)要多于4-SiC混合整流器所需的步數(shù)，這往往會增加死區(qū)時間，電容器的充電放電損耗也增加，但電容器的充電損耗卻增加了。傳導損耗減少[1]。在4-SiC混合整流器中，充電放電損耗保持不變，并且傳導損耗的降低幅度甚至超過了2-SiC混合方案。因此，4-SiC混合調(diào)制方案可以提供更高的效率，但是該方案無法應用于逆變器

實驗結(jié)果和原型

圖4顯示了用于評估建議的調(diào)制方案效率的原型。擬議的原型具有2KW的額定功率和800V的直流電壓。輸入為220V AC，頻率為50 Hz，開關頻率為40Hz [1]。濾波電感和電容分別為1.4mH和4.7uF。結(jié)果表明，在S6導通和關斷期間采用改進的調(diào)制方案時，漏極-源極電壓為零，因此開關損耗不會增加。電容器的充電放電損耗也不會改變。由于漏極源極電壓尖峰，此方案不適用于逆變器。結(jié)果還表明，效率提高了0.05％至0.2％[1]。

圖4：Si和SiC混合3L-ANPC轉(zhuǎn)換器

結(jié)論

改進的調(diào)制方案減少了由于使用SiC器件而引起的傳導和開關損耗。結(jié)果表明，4-SiC混合3L-ANPC整流器可以實現(xiàn)更高的效率。效率提高了0.05％至0.2％。改進的調(diào)制方案有一個缺點：由于電壓尖峰問題，它不能應用于逆變器應用。

參考

[1]具有低傳導損耗的“ Si＆SiC”混合3L有源NPC整流器的改進調(diào)制方案樓秀濤，陳光，張立，趙鳳辰，吳峰能源與電氣工程學院，河海大學，南京211100，

[2] L. Zhang，Z。Zheng，C。Li，P。Ju，F(xiàn)。Wu，Y。Gu，和G. Chen，“具有改進調(diào)制方案的Si＆SiC混合五電平有源NPC逆變器”，IEEE Trans 。電力電子。，2019，搶先體驗。

[3] L. Zhang，K。Sun，X。Y. Xing和J. Zhao，“具有通用DC總線和AC總線的模塊化單相無變壓器并網(wǎng)光伏逆變器的并聯(lián)操作”，在IEEE新興期刊和精選主題中在電力電子學，卷。3號2015年12月，第4卷，第858-869頁。

[4] C. Li，Q。Guan，J。Lei，C。Li，Zhang，S。Wang，D。Xu，W。Li，H。Ma，“ SiC MOSFET和Si二極管混合三相“高功率三電平整流器”，《 IEEE電力電子學報》，第1卷。34號》，第7卷，第6076-6087頁，2019年7月。

[5] D. Zhang，J。He和S. Madhusoodhanan，“具有Si IGBT和SiC MOSFET的三級兩級去耦有源NPC轉(zhuǎn)換器”，2017年IEEE能量轉(zhuǎn)換大會暨展覽會（ECCE），俄亥俄州辛辛那提，2017年，第5671-5678頁。

[6] J. He，D。Zhang和D. Pan，“一種用于大功率高頻應用中“ SiC + Si”三電平有源中性點鉗位轉(zhuǎn)換器的改進的PWM方案”，2018 IEEE能量轉(zhuǎn)換大會和博覽會（ECCE），俄勒岡州波特蘭，2018年，第5235-5241頁。

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