作為硬件相關(guān)的工程師，電源設(shè)計(jì)和測(cè)試都是非常重要的，電源的分析的方式/方法也非常多，分為直流或交流，時(shí)域或頻域，紋波或噪聲等。

眾所周知示波器是基于時(shí)域進(jìn)行測(cè)試分析的，但是隨著技術(shù)的發(fā)展，越來越多的示波器也具備了頻域的功能，針對(duì)電源的調(diào)試帶來了非常好的便捷性。

電源噪聲是電磁干擾的一種，其傳導(dǎo)噪聲的頻譜大致為10kHz~30MHz，最高可達(dá)150MHz。電源噪聲，特別是瞬態(tài)噪聲干擾，其上升速度快、持續(xù)時(shí)間短、電壓振幅度高、隨機(jī)性強(qiáng)，對(duì)微機(jī)和數(shù)字電路易產(chǎn)生嚴(yán)重干擾。

接下來Agitek分享示波器頻域分析在電源調(diào)試的應(yīng)用

本文談到這么多年來最受關(guān)注的電源噪聲測(cè)量問題，有最實(shí)用的經(jīng)驗(yàn)總結(jié)，有實(shí)測(cè)案例佐證，有仿真分析相結(jié)合。

在電源噪聲的分析過程中，比較經(jīng)典的方法是使用示波器觀察電源噪聲波形并測(cè)量其幅值，據(jù)此判斷電源噪聲的來源。但是隨著數(shù)字器件的電壓逐步降低、電流逐步升高，電源設(shè)計(jì)難度增大，需要使用更加有效的測(cè)試手段來評(píng)估電源噪聲。本文是使用頻域方法分析電源噪聲的一個(gè)案例，在觀察時(shí)域波形無法定位故障時(shí)，通過FFT（快速傅立葉變換）方法進(jìn)行時(shí)頻轉(zhuǎn)換，將時(shí)域電源噪聲波形轉(zhuǎn)換到頻域進(jìn)行分析。電路調(diào)試時(shí)，從時(shí)域和頻域兩個(gè)角度分別來查看信號(hào)特征，可以有效地加速調(diào)試進(jìn)程。

在單板調(diào)試過程中發(fā)現(xiàn)一個(gè)網(wǎng)絡(luò)的電源噪聲達(dá)到80mv，已經(jīng)超過器件要求，為了保證器件能夠穩(wěn)定工作必須降低該電源噪聲。

在調(diào)試該故障前先回顧下電源噪聲抑制的原理。如下圖所示，電源分配網(wǎng)絡(luò)中不同的頻段由不同的元件來抑制噪聲，去耦元件包含電源調(diào)整模塊（VRM）、去耦電容、PCB電源地平面對(duì)、器件封裝和芯片。VRM包含電源芯片及外圍的輸出電容，大約作用于DC到低頻段（100K左右），其等效模型是一個(gè)電阻和一個(gè)電感組成的二元件模型。去耦電容最好使用多個(gè)數(shù)量級(jí)容值的電容配合使用，充分覆蓋中頻段（幾十K到100M左右）。由于布線電感和封裝電感的存在，即使大量堆砌去耦電容也難以在更高頻起到作用。PCB電源地平面對(duì)形成了一個(gè)平板電容，也具有去耦作用，大約作用在數(shù)十兆。芯片封裝和芯片負(fù)責(zé)高頻段（100M以上），目前的高端器件一般會(huì)在封裝上增加去耦電容，此時(shí)PCB上的去耦范圍可以降低到數(shù)十兆甚至幾兆。因此，在電流負(fù)載不變的情況下，我們只要判斷出電壓噪聲出現(xiàn)在哪個(gè)頻段，那么針對(duì)這個(gè)頻段所對(duì)應(yīng)的去耦元件進(jìn)行優(yōu)化即可。在兩個(gè)去耦元件的相鄰頻段時(shí)兩個(gè)去耦元件會(huì)配合作用，所以在分析去耦元件臨界點(diǎn)時(shí)相鄰頻段的去耦元件也要同時(shí)納入考慮。

根據(jù)傳統(tǒng)電源調(diào)試經(jīng)驗(yàn)，首先在該網(wǎng)絡(luò)上增加了一些去耦電容，增加電源網(wǎng)絡(luò)的阻抗余量，保證在中頻段的電源網(wǎng)絡(luò)阻抗都能滿足該應(yīng)用場(chǎng)景的需求。結(jié)果紋波僅降低幾mV，改善微乎其微。產(chǎn)生這個(gè)結(jié)果有幾個(gè)可能：

1、噪聲處在低頻，并不在這些去耦電容起作用的范圍內(nèi)；

2、增加電容影響了電源調(diào)節(jié)器VRM的環(huán)路特征，電容帶來的阻抗降低與VRM的惡化抵消了。

帶著這個(gè)疑問，我們考慮使用示波器的頻域分析功能來查看電源噪聲的頻譜特性，定位問題根源。

示波器的頻域分析功能是通過傅立葉變換實(shí)現(xiàn)的，傅立葉變換的實(shí)質(zhì)是任何時(shí)域的序列都可以表示為不同頻率的正弦波信號(hào)的無限疊加。我們分析這些正弦波的頻率、幅值和相位信息，就是將時(shí)域信號(hào)切換到頻域的分析方法。數(shù)字示波器采樣到的序列是離散序列，所以我們?cè)诜治鲋凶畛Ｓ玫氖强焖俑盗⑷~變換（FFT）。FFT算法是對(duì)離散傅立葉變換（DFT）算法優(yōu)化而來，運(yùn)算量減少了幾個(gè)數(shù)量級(jí)，并且需要運(yùn)算的點(diǎn)數(shù)越多，運(yùn)算量節(jié)約越大。

示波器捕獲的噪聲波形進(jìn)行FFT變換的關(guān)鍵點(diǎn)

示波器捕獲的噪聲波形進(jìn)行FFT變換，有幾個(gè)關(guān)鍵點(diǎn)需要注意。

1、根據(jù)耐奎斯特抽樣定律，變換之后的頻譜展寬（Span）對(duì)應(yīng)與原始信號(hào)的采樣率的1/2，如果原始信號(hào)的采樣率為1GS/s，則FFT之后的頻譜展寬最多是500MHz；

2、變換之后的頻率分辨率（RBW Resolution Bandwidth）對(duì)應(yīng)于采樣時(shí)間的倒數(shù)，如果采樣時(shí)間為10mS，則對(duì)應(yīng)的頻率分辨率為100Hz；

3、頻譜泄漏，即信號(hào)頻譜中各譜線之間相互干擾，能量較低的譜線容易被臨近的高能量譜線的泄漏所淹沒。避免頻譜泄漏可以盡量采集速率與信號(hào)頻率同步，延長采集信號(hào)時(shí)間及使用適當(dāng)?shù)拇昂瘮?shù)。

電源噪聲測(cè)量時(shí)不要求較高的采樣率，所以可以設(shè)置很長的時(shí)基，這也意味著采集的信號(hào)時(shí)間可以足夠長，可以認(rèn)為覆蓋到了整個(gè)有效信號(hào)的時(shí)間跨度，此時(shí)不需要添加窗函數(shù)。調(diào)整以上設(shè)置可以得到比較準(zhǔn)確的FFT變換曲線了，再通過Zoom功能查看感興趣的頻點(diǎn)。如下圖中電源噪聲的主要能量集中在11.3KHz左右，并以該頻率為基波頻率諧振。據(jù)此可以推斷本PDN網(wǎng)絡(luò)在11.3KHz處的阻抗不能滿足要求，電容在該頻點(diǎn)的阻抗也比較高，起不到降低阻抗的作用，所以前面增加電容并不能減小電源噪聲。

一般來說，11.3KHz應(yīng)該是VRM的管轄范圍，此處出現(xiàn)較大噪聲說明VRM電路設(shè)計(jì)不能滿足要求。這里對(duì)VRM的性能進(jìn)行分析，VRM分析的方法眾多，此處主要采用仿真其反饋環(huán)路波特圖的手段。波特圖主要觀察幾個(gè)關(guān)鍵信息：

1、穿越頻率，增益曲線穿越0dB線的頻率點(diǎn)；

2、相位裕度，相位曲線在穿越頻率處所對(duì)應(yīng)的相位值；

3、增益裕度，相位在-360°時(shí)所對(duì)應(yīng)的增益值。這里我們主要關(guān)注穿越頻率和相位裕度這兩個(gè)指標(biāo)。從VRM的環(huán)路波特圖（如下圖a）可以看到，VRM的穿越頻率在8KHz左右，相位裕度37度。這里存在兩個(gè)問題：首先VRM的相位裕度一般需要大于45度才能保證環(huán)路的穩(wěn)定工作，這里相位裕度稍小一些，需要增加相位裕度；其次穿越頻率太低，穿越頻率附近VRM的調(diào)整作用逐漸降低，而此頻點(diǎn)bulk電容還起不到作用，所以在8KHz附近會(huì)存在較高的阻抗，這個(gè)頻點(diǎn)的噪聲抑制作用較差。下圖（b）是優(yōu)化VRM環(huán)路之后的波特圖，調(diào)整相位裕度到50度，穿越頻率推到46KHz左右。

對(duì)優(yōu)化后的VRM驗(yàn)證紋波，可以看到紋波明顯降低到33mv，能夠滿足器件要求。

上述案例是使用示波器FFT功能快速定位電源問題的過程，從這個(gè)例子可以看到示波器的頻域分析功能在電路調(diào)試時(shí)可以發(fā)揮很大作用。示波器的FFT功能配合長存儲(chǔ)深度可以很方便地分析低頻率長周期信號(hào)，這個(gè)優(yōu)勢(shì)在數(shù)字電路調(diào)試中比較突出。

審核編輯：符乾江