上一回我們利用MadisKaal的在線的設計工具示范了MC34063的設計及零件選用的過程，以及在不同特性之間取舍的設計迭代過程。我們在計算漣波電壓與輸出電容之間的關系時，發(fā)現(xiàn)交換頻率的增加對于改善輸出漣波以及減小電感這兩件事都有正面的影響

這一回我們要來介紹比較新的交換式電源IC，來看看當交換頻率變高時，設計上會有什么改變。

零件選用

我們以TI的boostconverter零件為例來介紹這次的設計。在TI的網(wǎng)站上，boost converter是放在Power Management→Step-up（boost）regulators→Boost converters之下。在Step-up（boost）regulators這個分類之下，除了Boost converters外，還有另一個類別叫做Boost controllers。

在Step-up（boost）regulators的頁面下有一張圖，說明了converter與controller的不同：-

Converter就如同我們之前介紹的MC34063A一樣，內(nèi)建開關晶體管，因此只要加上電感和幾個外部組件就可以工作，而boost controller指的則是那些需要外加開關晶體管的boost電源控制IC。我們下一回會再詳細介紹這種需要外加開關晶體管的boost controller，這一次就讓我們先來看看內(nèi)建開關晶體管的boost converter。

上面這兩張圖中的電路似乎和我們之前看到的boost電路不太一樣，里面少了整流二極管，但多了一顆MOSFET？我們稍后會說明這個差異。

點進boost converters的分類中，再點Products的分頁，就可以看到這個分類中完整的產(chǎn)品列表。

TI的產(chǎn)品選擇網(wǎng)頁提供了很多參數(shù)化的篩選方式，幫助用戶找到需要的產(chǎn)品（當然，找電源IC最常用的篩選方式就是輸入電壓、輸出電壓、輸出電流等，因此這個篩選方式做在最容易操作的畫面上方）。除此之外，我們也可以用交換頻率、最大開關電流、封裝方式等更復雜的參數(shù)來篩選。我們甚至可以在列表中直接看到每一顆IC在TI的庫存量，這對于現(xiàn)在這種半導體零件缺貨的亂世來說，是非常有幫助的功能。

TLV61220

這次我們要來當范例的IC是TI的TLV61220，這是一顆最低輸入0.7 V，輸出可以在1.8 V到5.5 V之間調(diào)整的boost converter。這種輸入輸出電壓的IC，通常是設計給單顆鋰電池（電壓范圍3 V–4.2 V）或是一到兩顆涅氫電池串聯(lián)（電壓范圍1.2 V–2.4 V）為電源、工作電壓在3.3 V或5 V的小型電子產(chǎn)品所使用，因此它的設計會很注重效率，尤其是輕載時的效率。

上圖是TLV61220在datasheet中的范例電路圖。R1和R2是回授電路的分壓電阻，用來設定輸出的電壓。TLV61220的VFB只有0.5 V，不過它并不能設定到這么低的輸出電壓，它的最低輸出電壓是1.8 V，而且必需要大于等于輸入電壓。

有一路追蹤本專欄的讀者，對于電源電路的回授分壓應該已經(jīng)很熟悉了。VFB跟VOUT之間的關系就是R1和R2上的分壓：

VFB= VOUT* (R2 / (R1 + R2) )

TLV61220的VFB是0.5 V，因此VOUT就=0.5 * (R1 + R2) / R2

Datasheet上建議R2要小于500 K?，讓分壓電路上的電流至少有1 uA以維持回授電路的穩(wěn)定，因此在設定R1和R2時要特別注意。R1和R2的總和太小會增加耗電，而太大會降低回授電路的穩(wěn)定性，這也是一個設計上需要拿捏的地方。

電路中的C1和C2分別是輸入電容器和輸出電容器。如同我們之前聊線性穩(wěn)壓電源時說過的，這種比較新的電源IC，都會以ESR較低的陶瓷電容當作搭配的濾波電容，因此不需要太大的電容就可以達到很好的濾波效果，也可以避免在電容充放電時，ESR造成的能量損失。

L1就是交換式電源的儲能電感，由于TLV61220的交換頻率介于500 KHz到2 MHz之間，算是很高的交換頻率，每一次對電感充電的時間就很短，再加上它內(nèi)部的開關晶體管最大只能耐0.4 A的開關電流，因此相較于上一回介紹的MC34063需要用到100 uH以上的電感，TLV61220只需要4.7 uH的電感就可以工作得很好。

我們知道TLV61220有內(nèi)建開關晶體管（所以它是converter而不是controller），但是怎么沒看到整流二極管呢？

同步整流

我們來看一下TLV61220內(nèi)部的結(jié)構：

我們可以看到TLV61220內(nèi)部有兩顆MOSFET，其中一顆從SW腳接往GND，就是我們介紹過的，boost converter中的開關晶體管。它藉由將電感接地來將來自輸入的能量儲存于電感里。

另一顆MOSFET旁邊有一顆二極管跟它并聯(lián)在一起，這一顆二極管的位置就是原來整流二極管的位置。事實上它應該是這個N-channel MOSFET的body diode，也就是隨著制程而來的、無可避免形成的一個由drain通往source的二極管。

但為什么要放一顆N-channel MOSFET在這里，而不直接放個二極管來整流就好呢？

為了效率。

我們知道任何二極管都會有順向電壓VFOWARD，隨著制程不同，這個順向電壓從0.2 V到0.7 V都有可能，而這個電壓乘上流過二極管的電流，就是二極管上的能量損耗。對于用電池的小型電子裝置來說，任何額外的功耗免則免，因此TLV61220設計了一種叫做「同步整流」（synchronous rectification）的機制，在原來二極管整流電路的地方。

使用二極管整流時，二極管的導通與否純粹由兩側(cè)的電壓差來決定：當電感在放電時，二極管處在順向偏壓，它就會導通；當電感在充電時，二極管處于逆向偏壓，它就不導通。

因為電感的充放電是由開關晶體管來決定的，所以我們其實知道電感什么時候充電、什么時候放電，因此我們可以用控制開關晶體管的同一個訊號，將它反過來，控制另一顆MOSFET，就可以用另一顆MOSFET來整流；換句話說，當開關晶體管導通、電感充電時，整流晶體管就不導通；當開關晶體管關閉、電感放電時，整流晶體管就導通。這兩顆晶體管同步利用同一個訊號的不同極性來運作，因此叫做「同步整流」。

利用MOSFET來整流的好處就是MOSFET沒有VFOWARD壓降。MOSFET導通時，drain到source之間會像是一個電阻性的組件，而這個電阻就是RDS（On），它的大小由MOSFET的大小來決定，越大顆的MOSFET，RDS（On）就越小，導通時的損失就越低，而二極管不管多大顆，它上面的VFOWARD壓降仍然免不了。

因此在追求效率的boost converter上，常?？梢钥吹竭@種利用MOSFET取代整流二極管的同步整流電路，為的就是要避免整流二極管上的額外損耗。

我們將電感、開關晶體管、同步整流晶體管的相對關系重新畫一下，就會變成剛剛前面看到的，boost converter的電路：

整理過后的電路圖，兩顆晶體管一上一下，因此也有人將開關晶體管稱為low-side的晶體管，將整流晶體管稱為high-side的晶體管，而控制電路就負責輪流切換high-side和low-side晶體管的導通，并控制duty cycle，來控制輸出的電壓。

小結(jié)

這一次我們以TI的TLV61220為例，說明了比較現(xiàn)代的交換式電源boost converter IC的運作原理、介紹了以整流晶體管取代整流二極管的「同步整流」電路，并解釋同步整流電路優(yōu)于二極管整流的好處。

下一回我們要再回到MC34063上，看看當IC內(nèi)部的開關晶體管不夠大、無法承受我們需要的電流時，要如何利用外加的開關晶體管來設計功率更大的boost converter。

審核編輯：郭婷