概述
AD9166是高性能、寬帶、片內矢量信號發(fā)生器，由高速 JESD204B 串行器/解串器（SERDES）接口、靈活的 16 位數(shù)字數(shù)據路徑、正交 (IQ) 數(shù)模轉換器 (DAC) 內核以及一個集成的差分至單端輸出緩沖放大器組成 ，可匹配高達 10 GHz 的 50 Ω 負載。
數(shù)據表：*附件：AD9166直流至9GHz，矢量信號發(fā)生器 技術手冊.pdf

DAC 內核基于四開關架構，可改變配置提高 DAC 內核的有效更新速率，從 6.4 GHz DAC 采樣時鐘配置為高達 12.8 GSPS，模擬輸出帶寬通常為直流至 9.0 GHz。數(shù)字數(shù)據路徑包括多個插值濾波器級，具有支持快速跳頻 (FFH) 的多個數(shù)控振蕩器 (NCO) 的直接數(shù)字頻率合成器 (DDS) 塊，以及額外的 FIR85 和反 Sinc 濾波器級，以實現(xiàn)靈活的頻譜規(guī)劃。

與單端緩沖器的差分消除了對寬帶巴倫的需求，并支持 DAC 內核的全部模擬輸出帶寬。直流耦合輸出可以基帶波形，而無需外部偏置三通或類似電路，這使得 AD9166 特別適合應用在最苛刻的高速超寬帶 RF 發(fā)射。

各種濾波器級使 AD9166 可以配置為較低的數(shù)據速率，同時保持較高的 DAC 時鐘速率，以簡化濾波要求并減小整體系統(tǒng)尺寸，重量和功耗。

數(shù)據接口接收器包含多達 8 個 JESD204B SERDES 通道，每個通道可承載 12.5 Gbps。為了實現(xiàn)較大的靈活性，可以根據數(shù)據速率、SERDES 通道數(shù)量和 JESD204B 變送器所需的通道映射對接收器進行全面配置。

在 2x 非歸零 (NRZ) 工作模式（啟用 FIR85）下，AD9166 可以將RF載波從真實直流重構到第三個奈奎斯特區(qū)的邊緣，或者重建高達 9 GHz 的真實直流的模擬帶寬。

在混合模式下，AD9166 可以在第二和第三奈奎斯特區(qū)域重構 RF 載波，同時消耗較低的功率，并保持與 2×NRZ 模式相當?shù)男阅堋?/p>

在基帶模式下，例如歸零 (RZ) 和 1x NRZ，AD9166 非常適合將 RF 載波從真實直流重構到第一個奈奎斯特區(qū)的邊緣，同時與 2x NRZ 模式相比功耗更低。

正交 DDS 塊可以配置為數(shù)字上變頻器，以將 I/Q 數(shù)據采樣上變頻到頻譜中所有三個奈奎斯特區(qū)域中的所需位置。

DDS 還包括一組 32 個數(shù)控振蕩器（NCO），每個振蕩器都有各自的 32 位相位累加器。當與100 MHz 串行外圍接口 (SPI) 結合使用時，DDS 允許相位相干 FFH，相位建立時間低至 300 ns。

AD9166 使用公共 SPI 接口配置，該接口監(jiān)測所有寄存器狀態(tài)。AD9166 采用 324 引腳，15 mm × 15 mm，0.8 mm 間距 BGA_ED 封裝。

應用

• 儀器儀表：自動化測試設備，電子測試和測量，任意波形發(fā)生器
• 電子戰(zhàn)：雷達和干擾器
• 寬帶通信系統(tǒng)
• 本地振蕩器驅動器

特性

• 直流耦合、50Ω 匹配輸出
• 高達 4.3 dBm 的輸出功率，9 GHz 時為 -9.5 dBm
• DAC 內核更新率：2×NRZ 模式下為 12.0 GSPS（保證的最小值）
• 寬模擬帶寬
  • 2×NRZ 模式下，直流至 9.0 GHz（12.0 GSPS DAC 更新速率）
  • 在混合模式下，1.0 GHz 至 8.0 GHz（6.0 GSPS DAC 更新速率）
  • 在 NRZ 模式下，直流至 4.5 GHz（6.0 GSPS DAC 更新速率）
• 2×NRZ 模式下的功耗為 4.88 W（10 GSPS DAC 更新速率）
• 旁路數(shù)據路徑插值
  • 2×, 3×, 4×, 6×, 8×, 12×, 16×, 24×
• 瞬時（復雜）信號帶寬
  • 設備時鐘為 5 GHz 時為 2.25 GHz（ 2 倍插值）
  • 設備時鐘為 6 GHz 時為 1.8 GHz（ 3 倍插值）
• 快速跳頻
• 集成 biCMOS 緩沖區(qū)放大器

功能框圖

引腳配置描述

典型性能特征

模擬接口注意事項

模擬工作模式

AD9166數(shù)模轉換器（DAC）內核采用圖84所示的四開關架構。每個時鐘周期內僅啟用一對開關。這要求每對開關在半個時鐘周期內進行切換，使得它們在交替的時鐘沿上進行采樣。因此，在傳統(tǒng)雙開關架構中出現(xiàn)的與碼相關的毛刺現(xiàn)象得以消除。

數(shù)據輸入
在雙開關架構中，當圖85中的數(shù)據1和數(shù)據2（以及D）處于不同狀態(tài)時，會出現(xiàn)毛刺。然而，如果D和D'在同一時刻發(fā)生變化，且不出現(xiàn)毛刺。這是因為與碼相關的毛刺會導致額外的時鐘沿采樣。四開關架構確保在半個時鐘周期內傳輸?shù)膬蓚€數(shù)據字都不會出現(xiàn)與碼相關的毛刺，從而消除了此過程中2×**f_{oc}**處的毛刺。因此，在輸出頻譜中可以明顯看到2×**f_{oc}**處存在顯著的時鐘雜散。

由于四開關架構允許在每個半時鐘周期進行更新，所以可以在2×時鐘速率下更新DAC內核。在設備時鐘（f_{DAC}）的上升沿和下降沿，DAC內核都會鎖存新數(shù)據樣本。

在RZ模式下，DAC內核在時鐘上升沿鎖存新數(shù)據樣本，而在時鐘下降沿輸出為零。在2×NRZ模式下，時鐘下降沿的輸出樣本僅僅是時鐘上升沿采樣值的反相。在2×NRZ模式中，時鐘上升沿和下降沿都會鎖存新數(shù)據樣本。更多細節(jié)請參見2×NRZ模式部分。

使用混頻模式時，輸出實際上在DAC采樣速率處被斬波。這種斬波的效果是將以DAC采樣速率為中心的鏡像頻率下移，從而提高了這些鏡像頻率的動態(tài)范圍。

這種改變混頻模式的能力為用戶提供了靈活性，可以根據所選的工作模式在前三個奈奎斯特區(qū)域內放置載波。在基帶模式和混頻模式之間切換會切換掉DAC輸出固有的反sinc滾降特性。在基帶模式下，反sinc零點出現(xiàn)在**f_{s}**處，因為上升沿鎖存的樣本也會在下降沿再次鎖存，從而在相同的負頻率位置出現(xiàn)。然而，在混頻模式下，上升沿鎖存的樣本會在下降沿被推到2×**f_{s}**處。圖87展示了理想的頻率響應，反sinc滾降特性包含在其中。

四開關架構可通過SPI寄存器0x152的位[10]配置為在2×NRZ模式（0b00）、RZ模式（0b10）或混頻模式（0b01）下工作。