介紹

電容-電壓 (C-V) 測量廣泛用于半導體材料和器件表征，可提取氧化物電荷、界面陷阱、摻雜分布、平帶電壓等關鍵參數(shù)。傳統(tǒng)基于 SMU 施加電壓并測量電流的準靜態(tài)方法適用于硅 MOS，但在SiC MOS 器件上因電容更大易導致結果不穩(wěn)定。為解決這一問題，Keithley 4200A-SCS 引入Force-I QSCV 技術，通過施加電流并測量電壓與時間來推導電容，獲得更穩(wěn)定可靠的數(shù)據(jù)。

在SiC功率MOS器件上使用Force-I QSCV技術的一些優(yōu)點包括：

僅需要一個帶前置放大器的SMU（其他方法需要兩個）。

施加電流比施加電壓方法更快。

向被測器件（DUT）施加恒定直流電流可實現(xiàn)穩(wěn)態(tài)條件，這與可能導致測量設備動態(tài)變化的電壓步進不同。

測量電壓：避免了使用低輸出阻抗模式的儀器推導電容時的不穩(wěn)定性問題。

根據(jù)以下公式計算電容：

執(zhí)行開路校準。

校準泄漏。

提供與使用吉時利595準靜態(tài)C-V表進行C-V測量相似的結果。

研究是否可以使用正向和反向曲線提取DIT。

該技術適用于大于20pF的較大電容。

從Clarius V1.14軟件版本開始，執(zhí)行Force-I QSCV技術的測試已包含在吉時利4200A-SCS附帶的Clarius軟件中。這些測試是4200A-SCS Clarius軟件套件提供的很多測試庫中的一部分。運行Clarius中的Force-I QSCV測試需要一個帶前置放大器的 SMU。

本應用文檔介紹了Force-I QSCV技術， 解釋了如何在Clarius軟件中使用這些測試，將該技術與其他方法進行了比較，并從正向和反向C-V掃描中推導了SiC MOSFET內部電荷的計算方法。

使用三步法的Force-I QSCV技術

Force-I QSCV技術使用一個帶前置放大器的SMU來推導SiC MOSFET或MOS電容的準靜態(tài)C-V特性。SMU是一種能夠施加和測量電流和電壓的儀器。如圖1所示，SMU的Force HI端子連接到功率MOSFET的柵極，SMU的Force LO端子連接到短接在一起的漏極和源極端子。

圖1. 功率MOSFET在SMU的HI和LO端子之間的連接圖

施加電流準靜態(tài)C-V方法通過施加正負電流并測量電壓隨時間的變化，使用三步法推導正向和反向C-V曲線。恒定電流可精確控制提供給器件的總電荷（Q= ∑ I×dt）。與可能導致測量設備動態(tài)變化的電壓步進不同，使用恒定電流可使儀器達到穩(wěn)態(tài)條件。三步法的電壓和電流時序圖如圖2所示。

圖2. Force-I QSCV測試的電流和電壓時序圖

由于施加了正負電流，因此可以提取正向和反向C-V曲線。推導出的被測器件電容 (C) 計算如下：

因此，

其中：I = 施加電流 (A)，V = 測量電壓 (V)，t = 時間 (s)，C = 推導出的電容 (F)。

使用Clarius軟件進行Force-I QSCV測試

使用Force-I QSCV方法的測試位于測試庫和項目庫中，可以在 “選擇” 視圖中通過搜索 “force-I QSCV” 或“qscv”找到。 在測試庫中找到測試后，可以選擇它們并將其添加到項目樹中。測試庫包括適用于 SiCMOSFET(sic-mosfet-force-i-qscv)和SiC MOS電容 (sic-moscap-force-i-qscv) 的測試。這些特定測試可以用于其他器件，也可以通過向項目樹添加自定義測試(UTM)并使用QSCVulib用戶庫中的force_current_CV用戶模塊來創(chuàng)建新測試。

表1列出了所有輸入?yún)?shù)及其描述和注釋。

以下描述了Force-I QSCV測試的輸入?yún)?shù)、輸出參數(shù)以及結果分析。

輸入?yún)?shù)

Force-I QSCV測試的輸入?yún)?shù)顯示在Clarius的“配置”視圖中，如圖3所示。用戶設置最大和最小測試電壓、輸出電流和時序參數(shù)。開路補償和泄漏校準為可選功能，也可以在 “配置” 視圖中應用。

圖3. 在Clarius中配置Force-I QSCV測試的視圖

表1 施加電流的QSCV測試的輸入?yún)?shù)

關于部分輸入?yún)?shù)的進一步信息

■施加電流：選擇合適的施加電流可能需要進行一些試驗，也可能出現(xiàn)一些錯誤。對于SiC MOSFET，施加電流通常在數(shù)百皮安到納安范圍內。測試電流的大小應約為要測量的最大電容大小的三分之一。例如，如果最大電容為2.4×10-9F，則測試電流應約為800×10-12A。測試電流過低或過高都可能導致錯誤結果。

測試電流過低可能會導致器件充電時間過長，測量時間也會更長。電流過高會導致測試在幾個測量點后達到限制電壓，并在分析視圖的表格中返回錯誤。

開路補償?shù)氖┘与娏鲬谄ぐ不蚋》秶鷥?。電流過高會導致SMU進入電壓限制狀態(tài)，且無法收集到足夠數(shù)量的測量值。電流過低會導致測量非常緩慢。

■PLC：PLC時序設置調整測量的積分時間，可在0.01到10的范圍內設置。然而，最好使用1到6之間的PLC值。

此設置會影響測量時間以及電壓步長，電壓步長是讀數(shù)之間的電壓差。理想情況下，步長應在50mV到100mV之間。電壓步長可以使用公式編輯器中的DELTA函數(shù)計算。增加PLC延長了測量時間，但會改善噪聲讀數(shù)。

■漏電校準和校準延遲：默認情況下，漏電校準處于禁用狀態(tài)。如果啟用，將在每個電壓點測量并校準漏電。漏電校準分三步完成：

1. 使用恒定電流推導C-V正向和反向掃描。

2. 在第一步返回的每個電壓點測量正向和反向泄漏電

流。

3. 最后，使用測量的校準漏電返回電容值 (CrCorr和CfCorr)。漏電在固定電流范圍內測量，并可以實時繪制。漏電校準使用以下校準電容公式：

校準后的反向電容CrCorr與Vr相對繪制，校準后的正向電容CfCorr與Vf相對繪制。如果校準后的電容看起來有噪聲，增加施加電流并重復測試。

電流 ( 位移電流 ) 必須高于泄漏電流，否則無法校準泄漏電流。位移電流定義為：I = C*(dV/dt).

圖4和圖5顯示了有和沒有漏電校準的QSCV曲線示例。測試運行了一次，生成了未校準和校準后的數(shù)據(jù)。圖4顯示了一個有泄漏的SiC功率MOSFET的正向 (Cf) 和反向 (Cr) C-V曲線。

圖4. 漏電碳化硅MOSFET的正向和反向準靜態(tài)C-V曲線

圖5顯示了有漏電器件的校準后正向（CfCorr）和反向（CrCorr）C-V曲線的結果。

圖5. 碳化硅MOSFET的校準前向和反向C-V曲線

■電容偏移和開路補償：電容偏移和開路補償均用于校準測試電路中的電容 ( 如電纜、測試夾具或探頭 ) 引起的偏移。這兩個選項顯示在測試的 “配置” 視圖中，如圖6所示。

圖6. 偏置校準和打開補償窗口

默認情況下，電容偏移設置為0F，但用戶可以輸入一個電容值，該值將從正向和反向電容讀數(shù)中減去。

開路補償可以設置為“無”、“測量補償”或“應用補償”。

如果選擇 “無”，則不會將任何開路補償測量寫入文件或應用。

如果啟用 “測量補償”，則在開路情況下（器件從測試夾具中移除或探針抬起）運行測試。至少約有3-5pF的最小電容能被校準，否則會發(fā)生錯誤 (-35)，這意味著SMU處于限制狀態(tài)。通常，開路的施加電流將在1×10-13A或更小范圍內，以避免測試進入電壓限制狀態(tài)。由于測試電流非常小，測試將需要幾分鐘才能執(zhí)行完成并獲取偏移電容。獲取的開路數(shù)據(jù)的平均值存儲在文件中，并將在使用 “應用補償數(shù)據(jù)” 時從讀數(shù)中減去。減去的電容值在工作表中顯示為Copen。

一旦使用 “測量補償” 運行測試，將被測器件連接到測試電路中，并再次運行測試，啟用 “應用補償”。確保將施加電流調整到適合器件的水平。當?shù)诙螆?zhí)行測試時，從 “測量補償” 獲取的平均電容 (Copen) 將從后續(xù)讀數(shù)中減去。

分析結果

使用適當?shù)妮斎朐O置配置測試后，可以通過選擇“運行”來執(zhí)行測試。運行測試時，將向被測器件施加恒定電流，如步驟1、2和3所述，對器件進行充電并生成反向和正向C-V曲線。

“分析” 視圖圖形將顯示測量結果。電壓隨時間的測量值將實時顯示在左側圖形中，電壓測量完成后，正向

和反向C-V掃描將顯示在右側圖形中。

數(shù)據(jù)被拆分為反向和正向C-V掃描，以準確表示測量結果。對于反向掃描，輸出反向電壓 (Vr)、反向掃描時間(timeR) 和反向電容 (Cr)。在正向掃描中，輸出反向電壓(Vf)、正向掃描時間 (timeF) 和電容 (Cf)。

圖7顯示了使用sic-mosfet-force-i-qscv庫測試對市面上可買到的某個SiC功率MOSFET進行測試的 Clarius圖形視圖結果。對于此測試，使用8×10-10A 的測試電流和4的PLC作為測試設置。使用4的PLC 時，電壓步長接近80mV。請注意，在正向和反向掃描中，曲線存在電壓偏移和峰值。在曲線右側的正向掃描和左側的反向掃描中觀察到峰值。這些偏移通常因為內部器件電荷的移動。

圖7. 碳化硅MOSFET的電壓與時間（左）和反向與正向C-V曲線（右）

圖8. SiC MOSFET上的正向和反向準靜態(tài)C-V掃描。

圖8顯示了另一個市售SiC MOSFET的準靜態(tài)C-V曲線。在這種情況下，正向 ( 紅色 ) 曲線具有反向掃描中未出現(xiàn)的類似“可動離子” 的峰值。對于此測試，輸入?yún)?shù)設置如下：測試電流5×10-10A，8PLC，最大電壓10V，最小電壓-12V，限壓20V。

除了在圖形工具中查看數(shù)據(jù)外，多個參數(shù)還會返回到分析視圖的表格中。以下表格列出了這些輸出參數(shù)，并按表格中顯示的順序分為以下類別：主要輸出參數(shù)、反向輸出參數(shù)、正向輸出參數(shù)、用于DIT提取的參數(shù)和雜項參數(shù)。

表2 主要的輸出參數(shù)

表3 反向輸出參數(shù)

表4 正向輸出參數(shù)

表5 DIT提取用到的參數(shù)

表6 其他輸出參數(shù)

優(yōu)化Force-I QSCV方法

■最小電容：可以測量的最小電容在 10-20pF 之間。此方法推薦電容通常在 nF 范圍內的 SiC 器件。

■對器件進行靜電屏蔽：由于此方法可測試非常小的電荷，因此對被測器件進行靜電屏蔽以避免噪聲非常重要。

■電壓步長：為獲得最佳結果，電壓步長應在 50-100mV之間?？梢酝ㄟ^更改 PLC 來調整電壓步長。電壓步長可以用測量的 “電壓” 通過公式編輯器中的 DELTA 函數(shù)來測量。

■施加電流：選擇合適的電流可能需要進行一些試驗。電流過低會導致測試時間長。電流過高會導致測試達到限壓狀態(tài)。

■開路補償：在大多數(shù)測量SiC器件QSCV的情況下，開路補償可能不需要，因為電纜和測試夾具電容（數(shù)十皮法）通常比被測器件電容（納法）小得多。

圖10顯示了在封裝的SiC MOSFET上使用兩種方法獲取的圖形。注意，F(xiàn)orce-I QSCV曲線比595數(shù)據(jù)的噪聲更小，但總體而言，曲線相關性很好。

Force-I QSCV與高頻C-V的比較

使用Force-I QSCV方法和高頻交流測量（使用4215-CVU電容電壓單元）獲取的C-V曲線進行比較。結果如圖11所示。CVU數(shù)據(jù)（綠色曲線）包含了來自595和Force-I QSCV方法的正向和反向準靜態(tài)曲線。高頻CVU數(shù)據(jù)在曲線中未顯示任何 “峰值”。

圖11. 封裝的碳化硅MOSFET的高頻和準靜態(tài)C-V掃描

SiC MOS器件上的C-V測量和界面陷阱密度

撰寫本文時（2025年3月），我們正在驗證使用Force-I QSCV方法對SiC MOSFET和MOS電容進行界面陷阱密度 (DIT) 計算是否與其他已知技術（如結合低頻和高頻電容測量的比較）相關。以下段落討論這些推導。

SiC MOSFET

傳統(tǒng)上，硅MOS電容的界面陷阱電荷是從低頻（準靜態(tài)）C-Vg曲線和高頻 (AC) C-Vg 曲線的電容差中提取的。要觀察 SiC MOSFET的內部電荷，可以使用正向和反向準靜態(tài)C-Vg掃描來提取該電荷。

由于SiC MOSFET比傳統(tǒng)硅器件具有更多的內部電荷，因此測量的電容需要相對于表面電勢 (Vs) 而不是柵極電壓 (Vg) 繪制，以計算陷阱電荷。由于測量了電荷，因此可以計算界面電勢。這使得能夠將電容表征為界面電勢的函數(shù)。在標準技術中，提取界面電勢很困難，因為在高頻下難以或不可能測量氧化物電荷。因此，通常用柵極電壓的函數(shù)進行，而不是界面電勢的函數(shù)來進行對比。

推導此界面陷阱電容的技術可以概括為五個步驟：

1. 使用Force-I QSCV方法在SiC MOSFET上生成正向 (Cf) 和反向 (Cr) 準靜態(tài)電容與柵極電壓 (Vg) 曲線。

2. 推導正向和反向掃描的表面電勢 (Vs)。

3. 在每個表面電勢點對正向電容 (CfDut) 和反向電容 (CrDut) 進行插值。

4. 從正向 (CfDut) 和反向 (CrDut) 測量值中減去氧化物電容（Cox）。

5. 根據(jù)正向和反向曲線的差異，作為表面電勢的函數(shù)，計算由于陷阱電荷引起的電容 (CIT) 和界面陷阱密度 (DIT)。

以下段落將進一步解釋這五個步驟：

■ 第1步：生成正向和反向準靜態(tài)C-V曲線

使用Force-I QSCV方法在SiC MOSFET上生成正向 (Cf)和反向 (Cr) 準靜態(tài)電容與柵極電壓 (Vg) 曲線。

從正向和反向C-V掃描中，兩條曲線之間存在電壓偏移以及 “峰值” 和較小的曲線特征（見圖4和圖5）。我們認為電壓偏移和 “峰值” 都是內部器件電荷（如陷阱電荷或可動離子電荷）或與器件結構相關的電荷的結果。有趣的是，當生成高頻C-V掃描時，不會觀察到電壓偏移和峰值。

■ 第2步：推導正向和反向掃描的表面電勢 (Vs)

MOS器件的正向和反向電壓掃描的電容通常在相同的柵極電壓 (Vg) 下進行比較。由于SiC MOSFET具有顯著的內部電荷，我們改為將正向和反向準靜態(tài)曲線作為表面電勢 (Vs) 的函數(shù)進行比較。使用 Vs 校準了正向和反向曲線之間在柵極電壓中看到的 “偏移”，并允許對曲線進行比較。精確測量的電荷使我們能夠校準柵極氧化物上的電壓，以提取Vs。

圖12顯示了SMU向SiC MOS被測器件施加恒定電流以及電壓Vg和Vs。器件柵極端子的電壓為Vg。SiC/SiO2界面的電壓是表面電勢 (Vs)，由以下公式表示：

Vs = Vg – Vox, 其中 Vox = Q/Cox

圖12. 帶有電路電勢的SIC MOS DUT和SMU連接

首先，分析反向和正向電容陣列 (Cr和Cf)，以找到任一陣列的最大值。最大電容定義為Cox，即氧化物電容。

然后，根據(jù)每個柵極電壓 (Vg)，使用氧化物電容 (Cox)和計算出的電荷 (Q) 來計算表面電位Vs：

最后，表面電位被分為兩個單獨的陣列，用于兩次掃描。輸出參數(shù)VsR表示反向掃描表面電位，VsF表示正向掃描表面電位。

■第3步：在每個表面電位點插值正向電容 (CfDut) 和反向電容 (CrDut)

正向和反向數(shù)據(jù)集是在不同的柵極電壓下收集的，但它們需要在相同的表面電位下進行比較。為此，使用線性插值算法。線性插值過程如下：

a. 使用以下公式確定電壓階躍點的數(shù)量：

b. 對線性插值運行兩次，一次用于反向掃描，另一次用于正向掃描，以提取插值電容點。正向和反向插值電容陣列分別為CrDut和CfDut。

圖13顯示了正向和反向電容曲線，CfDut和CrDut，以界面電壓而不是柵極電壓為函數(shù)繪制。

圖13. 正向和反向電容曲線隨Vs的變化

■第4步：從正向 (CfDut) 和反向 (CrDut) 測量值中減去氧化物電容。

從所有CrDut和CfDut值中減去最大電容(Cox)。為此，使用反向和正向電壓表面電位值VsR和VsF運行線性插值算法。計算正向和反向插值電容，在每個函數(shù)中，使用以下兩個方程在每一點移除Cox值：

在圖14中，除去Cox后，只有Cr和只有Cf作為界面電壓的函數(shù)繪制出來，現(xiàn)在采用對數(shù)標度。

圖14. 去除Cox后，Vs與Cf和Cr曲線的關系圖

■ 第5步：計算界面陷阱電容(CIT)和密度(DIT)。

根據(jù)表面電位，計算由校正后的正向和反向曲線差異引起的陷阱電荷電容(CIT)。

界面陷阱密度 (DIT) 也通過以下公式推導：

圖15顯示了界面陷阱密度 (DIT) 隨表面電位 (Vs) 的變化曲線圖

圖15 顯示了界面陷阱密度 (DIT) 隨表面電位 (Vs) 的變化曲線圖

碳化硅MOScap

在MOScap上進行界面陷阱密度 (DIT) 測量時，會結合使用高頻和低頻測量。生成高頻和準靜態(tài)C-V曲線時，請確保電壓步長遠小于兩條曲線之間的電壓差。通過減小PLC值可以減小電壓步長。

我們仍在研究使用Force-I QSCV技術提取碳化硅MOScap和MOSFET的DIT。

結論

Force-I QSCV技術能夠在碳化硅MOS設備上實現(xiàn)準靜態(tài)C-V測量。該方法通過正向和反向掃描獲取兩組數(shù)據(jù)，以及通過施加正負電流獲得的電壓――時間數(shù)據(jù)。已知總電荷后，此方法可以提取半導體界面處的電容和電荷。正向和反向掃描的差分分析能夠直接提取界面陷阱密度 (DIT)。