1 引言

風(fēng)力發(fā)電的變槳電機(jī)制動(dòng)系統(tǒng)中需要一種可靠的模塊電源，它要求：① 高效率的蓄電池輸入；②28～160 V超寬輸入直流電壓范圍：③ 高功率密度，輸出為24 V／13 A，體積要求90x64x26 mm。；④高可靠性，適用于海邊等惡劣環(huán)境。由于輸入電壓變化范圍很寬(1：6)，最低輸入與輸出電壓差值小(占空比達(dá)90％)，且為了保證因變槳電機(jī)頻繁起停而導(dǎo)致負(fù)載突變時(shí)的電源穩(wěn)定，通常采用兩級(jí)變換．電壓輸入較低時(shí)先升壓后再進(jìn)行降壓。但采用兩級(jí)變換。必然減少了效率．增大了電源的體積，這與電源要求的高功率密度、高效率不符。

在研發(fā)過(guò)程中為提高電源效率及可靠性．在超寬范圍輸入電壓的直流穩(wěn)壓源的設(shè)計(jì)中．采用高頻高效的單級(jí)Buck變換器及有效的控制方式滿足全輸入電壓及全負(fù)載范圍內(nèi)電源的穩(wěn)定。

2 Buck變換器控制回路設(shè)計(jì)

2．1 控制方式的確定

一般Buck電路中，較常使用的控制方式為電壓型和峰值電流型。在僅電壓環(huán)形成閉環(huán)控制的電壓型PWM控制方式中。由于LC濾波器中存在電感 L,導(dǎo)致了180°相移和40 dB／dec的增益衰減,導(dǎo)致電壓模式環(huán)路不易穩(wěn)定。特別是對(duì)于電源要求的寬范圍輸入電壓條件。而在輸出電感峰值電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的電流模式控制方式中．通過(guò)小信號(hào)分析，輸出電感可視為一個(gè)恒流源，輸出可視為一個(gè)電流源給并聯(lián)的電容和負(fù)載電阻供電，故僅造成90°相移和20 dB／dec的增益衰減． 使得誤差放大器的補(bǔ)償簡(jiǎn)化．適應(yīng)于該輸入電壓和負(fù)載大范圍變化的場(chǎng)合。

電源采用峰值電流模式的控制方式。由峰值電流模式控制芯片UC2843構(gòu)成PWM控制電路圖1示出Buck主電路及控制驅(qū)動(dòng)電路的原理圖。圖中，T1為檢測(cè)開(kāi)關(guān)管峰值電流的互感器，它將檢測(cè)的開(kāi)關(guān)管峰值電流信號(hào)比例縮小，濾波后送入U(xiǎn)C2843的電流檢測(cè)腳。此外，由于本電源的寬輸入電壓變化。需要占空比變化范圍為15％～90％，而峰值電流模式控制方式在占空比超過(guò)50％時(shí)會(huì)引起環(huán)路不穩(wěn)定，需通過(guò)VQ2，R5進(jìn)行斜坡補(bǔ)償。經(jīng)過(guò)改進(jìn)后的電流模式控制方式很好地滿足了電源的要求。

2．2 驅(qū)動(dòng)回路、保護(hù)電路的設(shè)計(jì)

根據(jù)Buck電路的特點(diǎn)。其功率管門(mén)極在導(dǎo)通后參考地的電壓為電源電壓．所以需要對(duì)驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行處理。通常采用變壓器隔離方式進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，但該方式不適合此處占空比變化范圍過(guò)寬的場(chǎng)合。如圖1所示， 采用半橋自舉驅(qū)動(dòng)集成電路IR2110，利用其上橋臂的輸出，驅(qū)動(dòng)電流±2 A，自舉電壓可達(dá)到500 V。不僅較好地解決了懸浮驅(qū)動(dòng)的問(wèn)題，而且可靠性高，成本低廉。

此電源安裝在風(fēng)力發(fā)電機(jī)上．在變槳頻繁啟停及負(fù)載突變過(guò)程中．要求電源模塊安全工作，可靠性高，不能損壞。除常規(guī)的過(guò)溫保護(hù)、輸入過(guò)／欠壓保護(hù)、輸入反接保護(hù)(VD1)及輸入／輸出瞬態(tài)電壓防護(hù)(VD3，VD4 )外，另加入打嗝式保護(hù)電路，使其可承受長(zhǎng)時(shí)間短路狀態(tài)．且當(dāng)短路消失后自動(dòng)恢復(fù)工作。

由于存在峰值電流內(nèi)環(huán)． 電源本身具有限流及短路保護(hù)的作用，當(dāng)負(fù)載短路時(shí)．流過(guò)開(kāi)關(guān)管的電流迅速增大。經(jīng)過(guò)電流互感器采樣后。超過(guò)設(shè)定值時(shí)。UC2842封鎖脈沖輸出．等待下一個(gè)周期時(shí)再次輸出脈沖。但在長(zhǎng)時(shí)間短路時(shí)，每個(gè)周期都有較大的峰值電流脈沖經(jīng)過(guò)開(kāi)關(guān)管，開(kāi)關(guān)管損耗大．易引起雪崩效應(yīng)導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管損壞．故此處利用比較器設(shè)計(jì)打嗝保護(hù)電路，如圖2所示。圖中電路檢測(cè)輸出電壓，當(dāng)小于額定值的1／10時(shí)，即認(rèn)為電路發(fā)生短路。然后由可變門(mén)限的比較器構(gòu)成脈沖發(fā)生器，輸出低電平時(shí)，UC2843的COMP腳拉低，電源關(guān)閉輸出。輸出高電平時(shí)，電源正常輸出。輸出低電平的時(shí)間可由 R7,R12,R13,R14,C4進(jìn)行確定。

3 輸入、輸出單元設(shè)計(jì)

3．1 輸出電感及電容的選取

輸出濾波元件不僅決定了電源的穩(wěn)定性，同時(shí)也是DC／DC變換器設(shè)計(jì)中關(guān)鍵部分。輸出電感L作為儲(chǔ)能和濾除紋波的元件需綜合考慮體積、電流脈動(dòng)大小來(lái)選擇，并防止飽和。其表達(dá)式為：

濾波電容的選擇需滿足輸出紋波的要求。對(duì)于給定的電感電流紋波．在500 kHz以下，輸出紋波由輸出濾波電容及其等效串聯(lián)電阻(ESR)確定。通常情況下．輸出電壓紋波主要由交流紋波電流與電容ESR的乘積決定。電感確定后即可得出紋波電流。再根據(jù)所需的紋波大小選擇電容，應(yīng)選擇高頻低阻的電解電容或低ESR貼片陶瓷電容。

3．2 輸入濾波器的選取

除電容的耐壓值要大于電源電容大輸入電壓外．輸入電容的選擇還需要滿足所需的紋波電流，故紋波電流可通過(guò)下式進(jìn)行計(jì)算得到：

由上式可知，大紋波電流發(fā)生在D=0．5時(shí)，此時(shí)紋波電流為輸出電流的1/2．于是可根據(jù)此值選擇電容?？筛鶕?jù)體積要求選擇電解電容、薄膜電容或是陶瓷電容。

為減少Buck變換器的輸入電流紋波．從而減少對(duì)蓄電池的其他負(fù)載的影響．這里在輸入電容前加入一個(gè)約為幾微亨的小電感。

3．3 啟動(dòng)及供電回路設(shè)計(jì)

為了減少體積和提高可靠性．此處電源采用恒流源啟動(dòng)及利用輸出進(jìn)行自供電。如圖3所示。VQ1,VD1,VD3,VD4,VD6,R3,R4構(gòu)成恒流源，在電源啟動(dòng)及短路條件下，由恒流源供輔助電。當(dāng)電源正常時(shí)，由輸出24 V經(jīng)降壓后供電，同時(shí)切斷恒流源回路，減少損耗。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及結(jié)論

按上述分析設(shè)計(jì)樣機(jī)，開(kāi)關(guān)頻率為120 kHz。選擇IRFB4227型主開(kāi)關(guān)管和MBR20100CT型續(xù)流二極管，輸出濾波電感為50μH。在額定負(fù)載24 V／13 A的條件下．當(dāng)輸入分別為160 V和28 V時(shí)，測(cè)得開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電壓Ugs及漏源極電壓Uds波形如圖4所示。其中，紋波值為70 mv．整機(jī)效率在滿載、全輸入電壓范圍內(nèi)低為89％，高為93％，在-40~+55℃皆可正常工作，平均無(wú)故障時(shí)間大于10^5h，且該電路形式簡(jiǎn)單，可靠性高已在風(fēng)力發(fā)電中的關(guān)鍵場(chǎng)合代替國(guó)外電源模塊。