隨著AI數(shù)據(jù)中心向更高功率密度和更高效能源分配演進 ，高壓中間母線轉(zhuǎn)換器 ( HV IBC) 正逐漸成為下一代云計算供電架構(gòu)中的關(guān)鍵器件。

本文針對橫向GaN HEMT 、 碳化硅MOSFET 及SiC Cascode JFET (CJFET ) 三類寬禁帶功率器件， 在近1 MHz 高頻開關(guān)條件下用于高壓母線轉(zhuǎn)換器的性能展開對比分析。 重點評估了導(dǎo)通損耗、 開關(guān)特性、 柵極電荷損耗及緩沖電路需求等關(guān)鍵指標。 同時， 本文亦探討了三種諧振轉(zhuǎn)換器拓撲——堆疊式LLC 、 單相LLC 與三相LLC ——對其系統(tǒng)效率與元件數(shù)量的影響。

仿真結(jié)果表明， 盡管三類半導(dǎo)體器件的系統(tǒng)總損耗相近， 但CJFET 因結(jié)構(gòu)簡單、 驅(qū)動便捷， 在成本方面具備顯著優(yōu)勢 。 在拓撲比較中， 三相LLC 通過有效降低RMS 電流并減少元件數(shù)量， 表現(xiàn)出更優(yōu)的綜合性能。 本研究為未來高壓 IBC設(shè)計中半導(dǎo)體選型與拓撲配置提供了理論依據(jù)， 安森美( onsemi ) 正開展相關(guān)實驗驗證工作。

本文為第一篇，將介紹高壓IBC中的半導(dǎo)體技術(shù)、器件的關(guān)鍵評估指標包括導(dǎo)通損耗、 開關(guān)特性與緩沖電路等。

引言

當前， 云計算供電架構(gòu)正朝著更高傳輸電壓的方向演進。這一趨勢不僅體現(xiàn)在數(shù)據(jù)中心與電網(wǎng)的連接方式上 ——將通過固態(tài)變壓器直接接入中壓電網(wǎng)， 也體現(xiàn)在數(shù)據(jù)中心內(nèi)部的電力分配系統(tǒng)中——其正逐步轉(zhuǎn)向高壓直流配電架構(gòu) 。 在該架構(gòu)下， 計算托盤將直接連接至 800 V直流母線， 隨后通過高壓IBC將電壓降至50V或12V， 為下游負載供電。

高壓IBC具備以下關(guān)鍵特性：

? 實現(xiàn)電壓降壓(16:1或64:1變換比)

? 提供電氣隔離以保障安全

? 非穩(wěn)壓輸出

? 具備短時過載能力

? 超緊湊的外形尺寸

? 轉(zhuǎn)換效率高

本白皮書將重點圍繞實現(xiàn)上述目標的轉(zhuǎn)換器拓撲結(jié)構(gòu)與半導(dǎo)體技術(shù)展開探討。 內(nèi)容主要聚焦于原邊的拓撲選擇與半導(dǎo)體器件;副邊假定采用低壓硅基 MOSFET ， 并配置為中心抽頭電流倍增器或全橋結(jié)構(gòu)。

半導(dǎo)體技術(shù)

為滿足高壓IBC在小型化設(shè)計中無源元件的布局要求 ， 系統(tǒng)需以極高的開關(guān)頻率(接近1 MHz ) 運行。 因此可選的半導(dǎo)體器件被限定為寬禁帶器件， 主要包括：氮化鎵高電子遷移率晶體管(GaN HEMT ) 、 碳化硅金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管 ( SiC MOSFET ) 以及 SiC Cascode JFET(CJFET ) 。 在本應(yīng)用中 ， 上述器件的關(guān)鍵評估指標集中于導(dǎo)通損耗、 開關(guān)特性與成本三個方面。

導(dǎo)通損耗

這三種器件在導(dǎo)通狀態(tài)下均可用電阻 R ds,on 來表征( 與IGBT 等具有恒定導(dǎo)通壓降的器件不同 ) 。 因此， 其導(dǎo)通損耗與流經(jīng)電流的平方成正比：

Pcon = Rds,on x I2ds (方程1)

Rds,on 會隨溫度升高而增加， 其標稱值僅適用于25°C的結(jié)溫。 下表對比了典型GaN 器件、 安森美M3S 650 V器件以及安森美第四代CJFET 750 V器件的導(dǎo)通電阻隨溫度上升的情況。

表1.不同結(jié)溫下的Rds,on值

在為特定應(yīng)用確定正確的 Rds,on值時， 必須考慮這種增加 。

開關(guān)特性

在“轉(zhuǎn)換器拓撲” 一節(jié)中探討的所有拓撲結(jié)構(gòu)均受益于軟開關(guān)特性， 其固定電流可在轉(zhuǎn)換器設(shè)計階段進行優(yōu)化。 在開關(guān)轉(zhuǎn)換瞬間， 諧振電流為零， 僅勵磁電流流通， 而該電流可通過調(diào)整變壓器勵磁電感(例如改變氣隙) 等參數(shù)靈活控制。

因此， 三種半導(dǎo)體技術(shù)在開關(guān)過程中產(chǎn)生的損耗可忽略不計。然而， 其寄生電容仍顯著影響開關(guān)軌跡。 .影響開關(guān)特性的主要差異源于器件的輸出電容 ( COSS ) 。通常， SiC MOSFET 具有較大的 COSS ， 這是由于其需要更大的裸芯尺寸才能實現(xiàn)與 GaN HEMT 或 SiC CJFET 相當?shù)膶?dǎo)通電阻(Rds,on ) ， 如表2所示。 該電容與勵磁電流共同決定了半導(dǎo)體器件的開關(guān)轉(zhuǎn)換速度。

在此過渡階段， 轉(zhuǎn)換器不傳輸任何功率。 因此， 將其保持在整個開關(guān)周期的較小比例更為有利 。 對方程(2) 進行時間變量積分并求解勵磁電流， 可得到方程(3) 。

該方程可用于計算在給定時間(td) 內(nèi)， 根據(jù)半導(dǎo)體器件的電容(COSS ) 完成電壓轉(zhuǎn)換所需的勵磁電流(Im ) 。 表2列出了各半導(dǎo)體技術(shù)對應(yīng)的結(jié)果。

達到該勵磁電流所需的勵磁電感， 可通過以下方式推導(dǎo)：對施加在變壓器原邊的電壓(該電壓由副邊反射而來) 進行積分， 再除以所需的勵磁電流， 如方程(4) 所示。

其中Vout 為輸出電壓， n為變壓器變比， fr為開關(guān)( 諧振)頻率。 表2列出了三種半導(dǎo)體技術(shù)對應(yīng)的勵磁電感值。

其次， 在計算損耗時， 還需考慮驅(qū)動半導(dǎo)體器件導(dǎo)通所需的柵極電荷所引起的輔助損耗。 該電荷值通常在器件數(shù)據(jù)手冊中給出， 將所需柵極電荷乘以柵源電壓 VGS ， 即可得到存儲在柵極上的能量。 該能量在器件每個開關(guān)周期關(guān)斷時耗散一次。 存儲能量乘以開關(guān)頻率即為因放電導(dǎo)致的功率損耗( PG ) 。 此外， 柵極電容充電過程中還存在柵極驅(qū)動器和電阻產(chǎn)生的額外損耗 ， 本文暫不討論。

表2給出了三種半導(dǎo)體配置對應(yīng)的上述損耗值： SiC MOSFET 因柵極導(dǎo)通電壓高、柵極電荷大， 其柵極損耗顯著;相比之下 ， CJFET 的柵極損耗約為 SiC MOSFET 的一半， 這得益于其較低的柵極驅(qū)動電壓以及由低壓 MOSFET ( 由驅(qū)動器直接驅(qū)動 ) 所帶來的較小柵極電荷;而GaN 器件表現(xiàn)最優(yōu)， 其柵極電荷損耗比前兩者小10~20倍。

表2.一個 25 mΩ 器件，在以下條件下運行的參數(shù)對比：

Vout = 12.5 V, n = 16, Vdc = 400 V, td = 100 ns

緩沖電路(Snubber )

在快速開關(guān)過程中 ， CJFET 可能因寄生電感 、 電容與快速電壓變化的相互作用而產(chǎn)生振鈴現(xiàn)象。 盡管該拓撲有助于抑制米勒效應(yīng)并提升帶寬， 但同時會引入易引發(fā)諧振的高阻抗節(jié)點。 因此， 精心優(yōu)化的PCB 布局與有效的抑制措施對于控制此類振鈴尤為關(guān)鍵， 常見方法是在晶體管兩端并聯(lián)緩沖電路。

然而， 此類振鈴現(xiàn)象主要源于CJFET 在硬開關(guān)過程中半導(dǎo)體器件間的快速切換。 當CJFET 用于軟開關(guān)應(yīng)用時， 該問題可得到顯著緩解。 圖1展示了 CJFET 在 500 kHz LLC 諧振轉(zhuǎn)換器中運行時的實測結(jié)果。

圖1. CJFET 在 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器中工作時的漏源電壓實測波形

測量在LLC 運行開始時進行。 由于運行初始階段勵磁電感未充電， 首次換流是硬開關(guān)方式。 因此， 在未并聯(lián)緩沖電路的情況下， CJFET 的漏源極電壓會產(chǎn)生振鈴現(xiàn)象 。 然而，僅經(jīng)過兩個開關(guān)周期后， 勵磁電流便已足夠大， 能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)的換流。 此后， 無論是否使用緩沖電路， 實測波形幾乎無明顯差異。

對于 CJFET 而言， 無需額外配置緩沖電路具有顯著優(yōu)勢：不僅節(jié)省了 PCB 面積和物料成本， 又能消除轉(zhuǎn)換器設(shè)計中的一個損耗來源。

損耗

為基于損耗對比三種半導(dǎo)體器件的性能， 需進行系統(tǒng)級仿真。 例如， 更大的輸出電容(COSS ) 需更大的勵磁電流 ，從而增加變壓器銅損 。 圖2展示了堆疊式 LLC 轉(zhuǎn)換器的總損耗， 包括磁芯損耗、 銅損、 柵極驅(qū)動損耗以及開關(guān)與導(dǎo)通損耗， 其中所仿真的轉(zhuǎn)換器與“轉(zhuǎn)換器拓撲” 一節(jié)中所述的規(guī)

格和設(shè)計相匹配。

圖2.采用不同原邊開關(guān)器件的堆疊式LLC 轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)損耗

三種器件的總損耗對比結(jié)果顯示其性能幾乎相同。 為深入分析， 圖3進一步給出了按損耗來源分解的結(jié)果 。 該分解表明， 在此轉(zhuǎn)換器中， 半導(dǎo)體技術(shù)的選擇對整體損耗影響甚微：GaN HEMT 雖柵極驅(qū)動損耗較低， 但其較高的導(dǎo)通電阻導(dǎo)致導(dǎo)通損耗增加， 最終使各類器件的整體表現(xiàn)趨于一致。

圖3.采用不同原邊開關(guān)器件的堆疊式 LLC 轉(zhuǎn)換器在標稱功率下的系統(tǒng)損耗來源分解

各損耗來源顏色標識如下：

磁芯損耗：藍色

PCB 繞組銅損：淺藍色

副邊柵極電荷損耗：綠色

副邊導(dǎo)通損耗：紫色

原邊柵極電荷損耗：橙色

原邊導(dǎo)通損耗：深藍色

未完待續(xù)，后續(xù)推文將繼續(xù)介紹轉(zhuǎn)換器拓撲、系統(tǒng)規(guī)格、轉(zhuǎn)換器損耗等。