深度剖析LTC3644/LTC3644 - 2：高性能四通道降壓調節(jié)器

一、引言

在電子設備的電源管理領域，對于高效、多通道的降壓調節(jié)器需求日益增長。LTC3644/LTC3644 - 2作為一款出色的四通道降壓調節(jié)器，憑借其卓越的性能和豐富的功能，為電子工程師們提供了強大的電源解決方案。本文將深入剖析LTC3644/LTC3644 - 2的特點、工作原理、應用設計等方面，幫助工程師們更好地了解和使用這款產(chǎn)品。

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二、產(chǎn)品概述

2.1 主要特性

• 多通道輸出：具備四個降壓輸出通道，每個通道最大可提供1.25A的輸出電流，并且可靈活配置為不同的輸出組合，如四通道1.25A輸出、三通道2.5A/1.25A/1.25A輸出、雙通道2.5A輸出或雙通道3.75A/1.25A輸出。
• 寬輸入輸出電壓范圍：輸入電壓范圍為2.7V至17V，輸出電壓可在0.6V至輸入電壓之間進行調節(jié)，能夠適應多種不同的電源和負載需求。
• 超低靜態(tài)電流：在所有通道啟用的無負載突發(fā)模式下，靜態(tài)電流 (I_0) 小于10μA，有助于降低功耗，延長電池供電設備的續(xù)航時間。
• 高轉換效率：集成300mΩ P - 通道/80mΩ N - 通道MOSFET，最高效率可達93%，有效減少能量損耗。
• 頻率同步與可調：開關頻率內部固定為1MHz或2.25MHz，且具有±50%的頻率同步范圍，可與外部時鐘同步，方便在不同的系統(tǒng)環(huán)境中使用。
• 高精度輸出電壓：輸出電壓精度可達±1%，能夠為負載提供穩(wěn)定可靠的電源。
• 出色的瞬態(tài)響應：采用電流模式控制，在負載變化時能夠快速響應，保持輸出電壓的穩(wěn)定。
• 全壓降操作：支持100%占空比的全壓降操作，適用于輸入電壓接近輸出電壓的應用場景。
• 相移可編程：通過外部時鐘可對通道之間的相移進行編程，減少輸入電壓和電流的紋波。
• 小型封裝：采用5mm × 5mm × 1.72mm的BGA封裝，節(jié)省電路板空間。

2.2 應用領域

• 電池供電系統(tǒng)：超低靜態(tài)電流和高轉換效率使其非常適合用于電池供電的設備，如便攜式電子設備、無線傳感器等，能夠有效延長電池的使用壽命。
• 負載點電源：為各種負載提供穩(wěn)定的電源，滿足不同負載對電源的要求。
• 便攜式手持掃描儀和相機：滿足這些設備對電源的高效、穩(wěn)定和小型化的需求。

三、工作原理

3.1 主控制循環(huán)

在正常工作時，每個時鐘周期開始時，頂部功率開關（P - 通道MOSFET）導通，電感電流開始上升。當電感電流達到峰值時，頂部功率開關關閉，底部開關（N - 通道MOSFET）導通，直到下一個時鐘周期。峰值電流水平由誤差放大器的輸出ITH電壓控制，誤差放大器將反饋電壓與0.6V的內部參考電壓進行比較。當負載電流增加時，反饋電壓下降，誤差放大器會增加ITH電壓，使平均電感電流與新的負載電流匹配。通過將RUN引腳拉低，可以關閉主控制循環(huán)。

3.2 低電流操作模式

• 突發(fā)模式（Burst Mode）：將MODE/SYNC引腳連接到 (INTV_{CC}) 可選擇突發(fā)模式。在該模式下，即使誤差放大器的輸出要求較低，電感峰值電流也至少設置為550mA。當輸出負載較輕時，反饋電壓上升，ITH電壓下降。當ITH電壓低于0.2V時，開關進入睡眠模式，兩個功率開關都關閉。直到外部負載將輸出電壓拉低到調節(jié)點以下，開關才會重新啟動。當所有通道都處于睡眠模式時，芯片從 (SVIN) 吸取的靜態(tài)電流超低，僅為10μA。
• 脈沖跳躍模式（Pulse - Skipping Mode）：將MODE/SYNC引腳接地可選擇脈沖跳躍模式。該模式與突發(fā)模式類似，但電感峰值電流至少設置為90mA。與突發(fā)模式相比，脈沖跳躍模式的輸出紋波更低，但效率略低。

3.3 強制連續(xù)模式

將MODE/SYNC引腳的電壓設置在1V和 (V_{INTVCC}) - 1.2V之間，芯片可工作在強制連續(xù)模式。在該模式下，無論輸出負載電流如何，開關都會逐周期切換。為了確保芯片在零輸出負載時能夠連續(xù)工作，最小峰值電流設置為 - 250mA。

3.4 高占空比/壓降操作

當輸入電源電壓接近輸出電壓時，占空比增加，需要進行斜率補償以保持固定的開關頻率。LTC3644內部電路能夠在高占空比下準確保持2.2A的峰值電流限制。當占空比接近100%時，芯片進入壓降操作，頂部PMOS開關持續(xù)導通，所有有源電路保持工作。

3.5 輸入過壓保護

為了保護內部功率MOSFET免受瞬態(tài)電壓尖峰的影響，LTC3644持續(xù)監(jiān)測 (V{INX}) 引腳的過壓情況。當 (V{INX}) 超過19V時，相應的調節(jié)器會關閉兩個功率MOSFET，暫停工作。當 (V_{INX}) 下降到18.6V以下時，調節(jié)器立即恢復正常工作，并執(zhí)行軟啟動功能。

3.6 低電源操作

為確保調節(jié)器正常工作，LTC3644內置了欠壓鎖定電路。當 (SVIN) 下降到2.25V以下時，所有通道將關閉。當 (SVIN) 上升到該下限以上，且相應的RUN引腳啟用時，所有開關將恢復正常工作。但由于缺乏柵極驅動，每個通道的頂部和底部開關的 (R_{DS(ON)}) 會比電氣特性中規(guī)定的值略高。

3.7 相位選擇

LTC3644的通道1、2和通道3、4可以同相或反相（相差180°）工作，具體取決于PHASE引腳的電平。反相操作通?？梢越档洼斎腚妷汉碗娏鞯募y波。通過仔細選擇相移，可以避免開關節(jié)點SWx與連接到FBx的組件或敏感線路之間的串擾，防止出現(xiàn)不穩(wěn)定的開關波形和意外的大輸入輸出電壓紋波。在某些情況下，還可以通過調制MODE/SYNC引腳上外部時鐘的占空比來設置優(yōu)化的相移。

3.8 軟啟動

LTC3644每個通道都有一個內部1.1ms的軟啟動斜坡。在軟啟動期間，無論MODE/SYNC引腳設置的模式如何，開關都以脈沖跳躍模式工作。軟啟動完成后，芯片將轉換到所需的工作模式。

四、應用設計要點

4.1 輸出電壓編程

輸出電壓通過外部電阻分壓器進行設置，公式為 (V_{OUT}=0.6Vcdot(1 + frac{R2}{R1})) 。電阻分壓器使FB引腳能夠感應輸出電壓的一部分，從而實現(xiàn)輸出電壓的調節(jié)。

4.2 輸入電容選擇

LTC3644的每個降壓開關調節(jié)器都有獨立的輸入電源引腳，以及一個為所有頂層控制和邏輯供電的 (SVIN) 引腳。這些引腳必須使用低ESR電容接地進行去耦，電容應盡可能靠近引腳放置。陶瓷介質電容是一個不錯的選擇，但要注意其電容值在高直流偏置下會下降，應避免使用Y5V介質電容，X5R/X7R介質電容具有較好的綜合性能。

4.3 輸出電容選擇

輸出電容有兩個主要功能：一是與電感一起過濾LTC3644產(chǎn)生的方波，產(chǎn)生直流輸出，因此在開關頻率下具有低阻抗很重要；二是存儲能量以滿足瞬態(tài)負載需求，穩(wěn)定控制環(huán)路。陶瓷電容具有極低的等效串聯(lián)電阻（ESR），能提供最佳的紋波性能。對于LTC3644/LTC3644 - 2，當 (V{out}) 低于2V時，建議使用至少47μF的 (C{OUT}) 以確保環(huán)路穩(wěn)定性。同時，選擇電容時要根據(jù)相關的電壓偏置和溫度條件計算其有效電容，可能需要使用物理尺寸更大或電壓額定值更高的電容。此外，陶瓷電容在突發(fā)模式下可能會因壓電特性產(chǎn)生可聽噪聲，若不能接受，可使用高性能鉭電容或電解電容，也有低噪聲陶瓷電容可供選擇。

4.4 輸出功率良好指示

當LTC3644的輸出電壓在調節(jié)點的±7.5%范圍內時，輸出電壓正常，PGOOD引腳通過外部電阻拉高。否則，內部開漏下拉器件（275Ω）會將PGOOD引腳拉低。為防止在瞬態(tài)或動態(tài) (V_{OUT}) 變化時出現(xiàn)不必要的PGOOD誤觸發(fā)，LTC3644的PGOOD下降沿有大約32個開關周期的消隱延遲。

4.5 頻率同步能力

LTC3644能夠與內部編程頻率的±50%范圍進行同步。一旦進入同步狀態(tài)，芯片將立即以外部時鐘頻率在強制連續(xù)模式下運行。

4.6 電感選擇

根據(jù)所需的輸入和輸出電壓、電感值和工作頻率，可以計算出紋波電流： (Delta I{L}=frac{V{OUT}}{fcdot L}(1 - frac{V{OUT}}{V{IN(MAX)}})) 。較低的紋波電流可以減少電感中的功率損耗、輸出電容中的ESR損耗和輸出電壓紋波。在低頻和小紋波電流下可獲得最高效率，但這需要較大的電感。因此，在選擇電感時需要在元件尺寸、效率和工作頻率之間進行權衡。一般來說，選擇紋波電流約為 (I{OUT(MAX)}) 的40%作為起始點是比較合理的。為確保紋波電流不超過指定的最大值，電感值應根據(jù)公式 (L=frac{V{OUT}}{fcdotDelta l{L(MAX)}}(1 - frac{V{OUT}}{V_{IN(MAX)}})) 進行選擇。在確定電感值后，還需要選擇合適的電感類型。鐵氧體設計在高開關頻率下具有很低的磁芯損耗，是首選，但要注意防止磁芯飽和。不同的磁芯材料和形狀會影響電感的尺寸、電流和價格關系，選擇時主要取決于價格與尺寸要求以及輻射場/EMI要求。

4.7 效率考慮

開關調節(jié)器的效率等于輸出功率除以輸入功率再乘以100%。分析單個損耗有助于確定限制效率的因素，并找出最有效的改進方法。LTC3644電路中的主要損耗來源包括 (I^2R) 損耗、開關和偏置損耗以及其他損耗。

• (I^2R) 損耗：由內部開關的直流電阻 (R{SW}) 和外部電感的電阻 (R{L}) 產(chǎn)生。在連續(xù)模式下，平均輸出電流流經(jīng)電感L，但在內部頂部和底部功率MOSFET之間“斬波”。因此，SW引腳的串聯(lián)電阻是頂部和底部MOSFET (R{DS(ON)}) 和占空比（DC）的函數(shù)，計算公式為 (R{SW}=(R{DS(ON)TOP})(DC)+(R{DS(ON)BOT})(1 - DC)) 。通過 (I{OUT}^2(R{SW}+R_{L})) 可計算出 (I^2R) 損耗。
• 開關損耗：開關電流是MOSFET驅動電流和控制電流的總和。功率MOSFET驅動電流是由于切換功率MOSFET的柵極電容產(chǎn)生的。在連續(xù)模式下， (I{GATECHG}=f{OSC}(Q{T}+Q{B})) ，其中 (Q{T}) 和 (Q{B}) 分別是內部頂部和底部功率MOSFET的柵極電荷， (f{osc}) 是開關頻率。開關損耗為 (I{GATECHG}cdot V{IN}) 。柵極電荷損耗與 (V{IN}) 和 (f_{osc}) 成正比，因此在較高的電源電壓和頻率下，其影響會更加明顯。
• 其他損耗：包括過渡損耗、銅跡線和內部負載電阻等“隱藏”損耗，以及二極管導通損耗和電感磁芯損耗等。這些損耗通常占總額外損耗的不到2%。

4.8 熱條件

在大多數(shù)應用中，由于LTC3644的高效率，其散熱較少。但在高溫環(huán)境、高 (V{IN}) 、高開關頻率和最大輸出電流負載的應用中，散熱可能會超過芯片的最大結溫。當結溫達到約160°C時，所有功率開關將關閉，直到溫度下降約15°C。為避免芯片超過最大結溫，需要進行熱分析。溫度上升可通過公式 (T{RISE}=P{D}cdottheta{JA}) 計算。在設計時，如果應用要求更高的環(huán)境溫度和/或更高的開關頻率，應采取措施降低芯片的溫度上升，如使用散熱片或增加氣流。

4.9 電路板布局考慮

在進行印刷電路板布局時，應遵循以下要點：

1. 輸入電容 (C{IN}) 應盡可能靠近 (V{IN}) 和GND連接， (C{VCC}) 應盡可能靠近 (INTV{CC}) 連接，這些電容為內部功率MOSFET及其驅動器提供交流電流。
2. 輸出電容 (C{OUT}) 和電感L應緊密連接， (C{OUT}) 的負極板將電流返回GND和 (C_{IN}) 的負極板。
3. 電阻分壓器R1和R2應連接在 (C{OUT}) 的正極板和靠近GND的接地線之間。反饋信號 (V{FB}) 應遠離噪聲組件和走線，如SW線，并且其走線長度應盡量縮短。R1和R2應靠近IC放置。
4. 敏感組件應遠離SW引腳，輸入電容 (C{IN}) 、反饋電阻和 (INTV{CC}) 旁路電容應遠離SW走線和電感。
5. 建議使用接地平面，并在元件側使用多個過孔連接到地。
6. 在所有層的未使用區(qū)域填充銅，以降低功率組件的溫度上升，這些銅區(qū)域應連接到GND。

五、設計示例

假設在一個應用中，要求 (SV{IN}=V{IN1}=V{IN2}=V{IN3}=V{IN4}=10.8V) 至13.2V， (V{OUT1}=5V) ， (V{OUT2}=3.3V) ， (V{OUT3}=2.5V) ， (V{OUT4}=1.8V) ， (LOAD1(MAX)=I{LOAD2(MAX)}=400mA) ， (I{LOAD3(MAX)}=1A) ， (LOAD4(MAX)=1.25A) ， (I{OUT(MAX)}=1.25A) ， (I{OUT(MIN)}=0) ， (f{SW}=1MHz) 。由于在高低負載電流下效率都很重要，因此選擇突發(fā)模式操作。為減少公共輸入電源上的輸入電壓和電流紋波，將PHASE引腳連接到 (INTV_{CC}) ，使通道1、2和通道3、4反相工作。

根據(jù)內部振蕩器頻率為1MHz，計算電感值以獲得約40%的最大 (V_{IN}) 時的紋波電流：

• (L1 = (frac{5V}{1MHzcdot0.5A})(1 - frac{5V}{13.2V}) = 6.21mu H) ，選擇標準值 (L1 = 6.8mu H) ，此時最大紋波電流 (Delta I_{L1}=(frac{5V}{1MHzcdot6.8mu H})(1 - frac{5V}{13.2V}) = 0.46A) 。
• (L2 = (frac{3.3V}{1MHzcdot0.5A})(1 - frac{3.3V}{13.2V}) = 4.95mu H) ，選擇標準值 (L2 = 4.7mu H) ，此時最大紋波電流 (Delta I_{L2}=(frac{3.3V}{1MHzcdot4.7mu H})(1 - frac{3.3V}{13.2V}) = 0.53A) 。
• (L3 = (frac{2.5V}{1MHzcdot0.5A})(1 - frac{2.5V}{13.2V}) = 4.05mu H) ，選擇標準值 (L3 = 3.3mu H) ，此時最大紋波電流 (Delta I_{L3}=(frac{2.5V}{1MHzcdot3.3mu H})(1 - frac{2.5V}{13.2V}) = 0.61A) 。
• (L4 = (frac{1.8V}{1MHzcdot0.5A})(1 - frac{1.