汽車(chē)級(jí)啟停非同步升壓控制器NCV8876：設(shè)計(jì)與應(yīng)用解析

在汽車(chē)電子領(lǐng)域，隨著啟停技術(shù)的廣泛應(yīng)用，對(duì)能夠在電池電壓驟降時(shí)穩(wěn)定供電的升壓控制器需求日益增加。onsemi推出的NCV8876就是這樣一款高性能的汽車(chē)級(jí)啟停非同步升壓控制器，下面將為大家詳細(xì)介紹這款控制器的特點(diǎn)、工作原理及應(yīng)用設(shè)計(jì)方法。

文件下載：NCV8876-D.PDF

一、NCV8876概述

NCV8876專為在啟停車(chē)輛運(yùn)行時(shí)，電池電壓驟降的情況下提供最小輸出電壓而設(shè)計(jì)。它通過(guò)驅(qū)動(dòng)外部N溝道MOSFET，采用具有內(nèi)部斜率補(bǔ)償?shù)姆逯?a href="http://m.sdkjxy.cn/tags/電流/" target="_blank">電流模式控制，內(nèi)置穩(wěn)壓器為柵極驅(qū)動(dòng)器供電。該器件具備多種保護(hù)特性，如逐周期電流限制、過(guò)流保護(hù)和熱關(guān)斷等，還支持低靜態(tài)電流睡眠模式。當(dāng)電源電壓降至7.3V以下時(shí)，NCV8876被啟用；當(dāng)電壓低于6.8V時(shí)，啟動(dòng)升壓操作。

1.1 主要特性

• 自動(dòng)啟用：在7.3V以下自動(dòng)啟用（工廠可編程）。
• 升壓模式：在6.8V時(shí)進(jìn)入升壓模式運(yùn)行。
• 高精度輸出：在溫度范圍內(nèi)輸出精度達(dá)2%。
• 頻率可調(diào)：外部可調(diào)頻率操作。
• 寬輸入電壓范圍：2V至40V，可承受45V負(fù)載突降。
• 低靜態(tài)電流：睡眠模式下典型值小于11μA。
• 多重保護(hù)：逐周期電流限制保護(hù)、打嗝模式過(guò)流保護(hù)（OCP）和熱關(guān)斷（TSD）。
• 環(huán)保設(shè)計(jì)：無(wú)鉛器件，符合AEC - Q100標(biāo)準(zhǔn)，具備PPAP能力。

二、工作原理

2.1 電壓調(diào)節(jié)

在正常電池運(yùn)行（12V）時(shí)，NCV8876處于低靜態(tài)電流睡眠模式。當(dāng)電源電壓降至下降閾值（NCV887601為7.3V）以下時(shí)，器件被啟用；當(dāng)電壓低于調(diào)節(jié)設(shè)定點(diǎn)（NCV887601為6.8V）時(shí)，啟動(dòng)升壓操作。當(dāng)電源電壓驟降情況結(jié)束并開(kāi)始上升，且超過(guò)調(diào)節(jié)設(shè)定點(diǎn)時(shí)，升壓操作停止；當(dāng)電壓超過(guò)上升電壓閾值（NCV887600為7.7V）時(shí)，恢復(fù)低靜態(tài)電流睡眠模式。

VOUT引腳具有雙重作用，既為NCV8876供電，又提供調(diào)節(jié)反饋信號(hào)。反饋網(wǎng)絡(luò)內(nèi)置在IC中，避免了使用外部電壓反饋電阻時(shí)的恒定電流電池消耗。該器件沒(méi)有軟啟動(dòng)操作模式，能立即響應(yīng)電壓驟降，以維持下游負(fù)載的正常運(yùn)行。

2.2 電流模式控制

NCV8876采用電流模式控制方案，PWM斜坡信號(hào)源自功率開(kāi)關(guān)電流。該斜坡信號(hào)與誤差放大器的輸出進(jìn)行比較，以控制功率開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間。振蕩器作為固定頻率時(shí)鐘，確保恒定的工作頻率。與傳統(tǒng)電壓模式控制相比，電流模式控制具有以下優(yōu)點(diǎn)：

• 快速響應(yīng)：斜坡信號(hào)直接來(lái)自電感，可立即響應(yīng)線路電壓變化，消除了輸出濾波器和誤差放大器帶來(lái)的延遲。
• 逐周期電流限制：通過(guò)鉗位峰值開(kāi)關(guān)電流，實(shí)現(xiàn)逐周期電流限制。
• 簡(jiǎn)化補(bǔ)償：由于電流模式控制的是輸出電流而非電壓，濾波器對(duì)反饋回路僅呈現(xiàn)單極點(diǎn)，便于進(jìn)行補(bǔ)償。

此外，NCV8876還采用了斜率補(bǔ)償方案，將振蕩器產(chǎn)生的固定斜坡添加到電流斜坡上，在不犧牲電流模式控制優(yōu)勢(shì)的前提下，提高電路穩(wěn)定性。

2.3 電流限制

NCV8876具備兩種電流限制保護(hù)：峰值電流模式和過(guò)流鎖存關(guān)斷。當(dāng)電流檢測(cè)放大器在電流限制前沿消隱時(shí)間后，檢測(cè)到ISNS和GND之間的電壓超過(guò)峰值電流限制時(shí)，峰值電流限制會(huì)使功率開(kāi)關(guān)在本周期剩余時(shí)間內(nèi)關(guān)斷?？赏ㄟ^(guò)在ISNS和GND之間連接一個(gè)電阻來(lái)設(shè)置電流限制，計(jì)算公式為 (R = V{CL} / I{limit}) 。

如果電流檢測(cè)電阻兩端的電壓超過(guò)過(guò)流閾值電壓，器件將進(jìn)入過(guò)流打嗝模式，在此模式下，器件將關(guān)閉 (1024 / f_{osc}) 的時(shí)間。

2.4 UVLO（輸入欠壓鎖定）

輸入欠壓鎖定功能確保當(dāng)VIN過(guò)低，無(wú)法支持內(nèi)部電源軌和為控制器供電時(shí)，不會(huì)出現(xiàn)意外行為。當(dāng)器件被啟用且VIN超過(guò)UVLO閾值加上UVLO遲滯時(shí)，IC啟動(dòng)；當(dāng)VIN降至UVLO閾值以下或器件被禁用時(shí)，IC關(guān)閉。

2.5 VDRV

內(nèi)部穩(wěn)壓器為柵極驅(qū)動(dòng)器提供驅(qū)動(dòng)電壓，需通過(guò)陶瓷電容接地旁路，以確?？焖匍_(kāi)啟時(shí)間。電容值應(yīng)根據(jù)外部MOSFET的開(kāi)關(guān)速度和充電要求在0.1μF至1μF之間選擇。VOUT必須通過(guò)一個(gè)值等于或大于VDRV去耦電容的電容在IC處進(jìn)行去耦。

2.6 GDRV

強(qiáng)烈建議在GDRV - GND之間連接一個(gè) (R_{GND}=15kΩ) 的電阻。

三、應(yīng)用設(shè)計(jì)方法

3.1 定義操作參數(shù)

在開(kāi)始設(shè)計(jì)之前，需要定義應(yīng)用的操作參數(shù)，包括最小輸入電壓 (V{IN(min)}) 、最大輸入電壓 (V{IN(max)}) 、輸出電壓 (V{OUT}) 、最大輸出電流 (I{OUT(max)}) 和期望的典型逐周期電流限制 (I{CL}) 。根據(jù)這些參數(shù)，可以計(jì)算出理想的最小和最大占空比： [D{min }=1-frac{V{IN(max )}}{V{OUT }}] [D{max }=1-frac{V{IN(min )}}{V_{OUT }}]

由于轉(zhuǎn)換過(guò)程中的功率損耗，實(shí)際占空比會(huì)更高。如果最大輸入電壓高于輸出電壓，最小占空比將為負(fù)數(shù)，因?yàn)樯龎?a target="_blank">轉(zhuǎn)換器的輸出不能低于輸入。在輸入高于輸出的情況下，輸出將跟隨輸入，減去輸出二極管的壓降，轉(zhuǎn)換器不會(huì)嘗試開(kāi)關(guān)。

如果計(jì)算得到的 (D{max}) 高于NCV8876的 (D{max}) ，則無(wú)法進(jìn)行轉(zhuǎn)換。同時(shí)，為確保設(shè)備在高 (V{IN}) 時(shí)正常工作，需滿足 (frac{D{min }}{f{s}} geq t{on(min )}) ，其中 (f{s}) 為開(kāi)關(guān)頻率， (t{on(min)}) 為最小導(dǎo)通時(shí)間。

3.2 選擇工作頻率

默認(rèn)情況下，ROSC引腳開(kāi)路，振蕩器以默認(rèn)頻率 (F{S}) 工作。通過(guò)在ROSC引腳連接一個(gè)接地電阻，可以增加開(kāi)關(guān)頻率。在200kHz至500kHz范圍內(nèi)，可使用公式 (R{OSC}=frac{2859}{left(F{sw}-170right)}) 來(lái)計(jì)算所需的電阻值，其中 (F{sw}) 為開(kāi)關(guān)頻率， (R{OSC}) 為從ROSC引腳到GND的電阻。需要注意的是， (R{OSC}) 電阻的接地返回應(yīng)獨(dú)立于功率接地。

3.3 選擇電流檢測(cè)電阻

峰值電流模式控制和電流限制的電流檢測(cè)依賴于MOSFET電流信號(hào)，可通過(guò)在MOSFET源極與器件接地之間連接一個(gè)電流檢測(cè)電阻來(lái)產(chǎn)生該信號(hào)。檢測(cè)電阻的選擇公式為 (R{S}=frac{V{C L}}{I{C L}}) ，其中 (V{CL}) 為電流限制閾值電壓， (I_{CL}) 為期望的電流限制。

3.4 選擇輸出電感

輸出電感控制開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的電流紋波。過(guò)高的電流紋波會(huì)導(dǎo)致過(guò)多的功率損耗和紋波電流要求，而過(guò)低的電流紋波會(huì)導(dǎo)致控制信號(hào)不佳和負(fù)載階躍時(shí)的電流上升速率緩慢。在最壞情況下的 (V{IN}) （接近 (V{OUT}) 的一半）下，峰值到峰值紋波的良好起始值約為最大負(fù)載時(shí)電感電流的20% - 40%，但實(shí)際操作應(yīng)通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。選擇峰值電流紋波值后，可使用公式 (L=frac{V{IN(WC)} D{WC}}{Delta I{L, max } f{s}}) 計(jì)算電感值，其中 (V{IN(WC)}) 為接近 (V{OUT}) 一半的 (V{IN}) 值， (D{WC}) 為該 (V{IN}) 下的占空比， (Delta I{L, max}) 為最大峰值到峰值紋波， (f_{s}) 為開(kāi)關(guān)頻率。

最大平均電感電流可通過(guò)公式 (I{LAVG }=frac{V{OUT (max )}}{V{IN(min )} eta}) 計(jì)算，峰值電感電流可通過(guò)公式 (I{L, peak }=I{L, avg }+frac{Delta I{L, max }}{2}) 計(jì)算。

3.5 選擇輸出電容

輸出電容用于平滑輸出電壓，減少線路瞬變引起的過(guò)沖和下沖。穩(wěn)態(tài)輸出紋波可通過(guò)公式 (frac{DI{OUT(max )}}{f C{OUT }}+left(frac{I{OUT (max )}}{1-D}+frac{V{IN(min )} D}{2 f L}right) R{ESR}) 計(jì)算。電容需承受的RMS紋波電流計(jì)算公式為 (left.Cout(RMS) =I{OUT } sqrt{frac{D{WC }}{D{WC }'}+frac{D{WC }}{12}left(frac{D{WC }'}{frac{L}{R{OUT } × T{SW}}}right)^{2}}right.) 。強(qiáng)烈建議使用并聯(lián)陶瓷旁路電容，以改善瞬態(tài)響應(yīng)。

3.6 選擇輸入電容

輸入電容用于減少模塊輸入電壓的紋波，與輸入電流的交流分量相關(guān)。輸入電容的RMS電流計(jì)算公式為 (I{Cin(RMS)}=frac{V{IN(WC)}^{2} D{WC}}{L f{s} V_{OUT } 2 sqrt{3}}) 。

3.7 選擇補(bǔ)償器組件

NCV8876采用的電流模式控制方法允許使用簡(jiǎn)單的II型補(bǔ)償，以根據(jù)系統(tǒng)要求優(yōu)化動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

3.8 選擇MOSFET

為確保柵極驅(qū)動(dòng)電壓不會(huì)下降，所選MOSFET的總柵極電荷 (Q{g(total)}) 應(yīng)滿足 (Q{g( total )} leq frac{I{drv}}{f{s}}) ，其中 (I{drv}) 為驅(qū)動(dòng)電壓電流， (f{s}) 為開(kāi)關(guān)頻率。最大RMS電流可通過(guò)公式 (I{Q(max )}=I{out } frac{sqrt{D}}{D'}) 計(jì)算，MOSFET兩端的最大電壓為最大輸出電壓 (V_{OUT(max)}) 。推薦使用NVMFS5844NL 12mΩ、60V SO - 8FL封裝的MOSFET。

3.9 選擇二極管

輸出二極管用于整流輸出電流，其平均電流等于輸出電流 (I{OUT(max)}) 。二極管必須能夠阻擋等于輸出電壓和最大輸入電壓中較高值的電壓 (V{D(max)} = V{OUT(max)}) ，最大功耗可通過(guò)公式 (P{D}=V{f(max )} I{OUT(max )}) 計(jì)算，其中 (V_{f(max)}) 為二極管的最大正向電壓。推薦使用4A、40V的NRVB440MFS SO - 8FL封裝的肖特基二極管。

3.10 設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)

• VOUT引腳：VOUT引腳具有反饋和為IC供電的雙重作用，VDRV電路的電流脈沖功耗會(huì)導(dǎo)致從輸出檢測(cè)位置到IC的電流流動(dòng)，走線ESL會(huì)導(dǎo)致IC引腳VOUT處產(chǎn)生電壓紋波，影響性能。建議在IC的VOUT引腳附近使用1μF的去耦電容，同時(shí)配合VDRV去耦電容使用。
• 反饋回路：由于VOUT引腳的雙重作用，傳統(tǒng)的反饋回路測(cè)量不可行，建議使用反饋回路計(jì)算機(jī)建模。同時(shí)，建議進(jìn)行階躍負(fù)載測(cè)試以驗(yàn)證穩(wěn)定性。
• 接地設(shè)計(jì)：補(bǔ)償接地必須專用，并直接連接到IC接地；避免使用過(guò)孔，應(yīng)使用專用接地走線。ROSC編程電阻的接地也必須專用，并直接連接到IC接地。IC接地和電流檢測(cè)電阻的接地檢測(cè)點(diǎn)應(yīng)位于PCB的同一側(cè)，因?yàn)檫^(guò)孔會(huì)引入足夠的ESR/ESL電壓降，降低電流反饋信號(hào)幅度的準(zhǔn)確性，應(yīng)盡量避免。星型接地應(yīng)位于IC接地焊盤(pán)處，此處用于連接補(bǔ)償和電流檢測(cè)接地。
• ISNS消隱電路：IC架構(gòu)具有前沿ISNS消隱電路，在某些情況下，可能需要電流脈沖前沿電流尖峰RC濾波器。推薦的評(píng)估起始點(diǎn)為120pF + 750Ω。

3.11 確定反饋回路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)

補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的目的是穩(wěn)定轉(zhuǎn)換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。通過(guò)優(yōu)化補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入線路和負(fù)載瞬變的穩(wěn)定調(diào)節(jié)響應(yīng)。補(bǔ)償器設(shè)計(jì)涉及在閉環(huán)傳遞函數(shù)中放置極點(diǎn)和零點(diǎn)，同時(shí)，升壓電感、MOSFET、電流檢測(cè)和升壓二極管的損耗也會(huì)影響增益和補(bǔ)償表達(dá)式。

由于OTA輸出和IC封裝補(bǔ)償引腳（VC）之間存在ESD保護(hù)結(jié)構(gòu)（ (R{ESD} ≈502Ω) ），I型補(bǔ)償不可行。圖13所示的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)對(duì)應(yīng)于與 (R{ESD}) 串聯(lián)的II型網(wǎng)絡(luò)，其控制 - 輸出傳遞函數(shù)是升壓轉(zhuǎn)換器拓?fù)渲蠭C的準(zhǔn)確數(shù)學(xué)模型，但該模型存在一定局限性，對(duì)于更詳細(xì)的分析，建議使用更準(zhǔn)確的SPICE模型。

在onsemi網(wǎng)站（http://onsemi.com/PowerSolutions/product.do?id=NCV8876）上提供了一個(gè)工作表和SPICE模型，可用于選擇補(bǔ)償組件 (R{2}) 、 (C{1}) 、 (C{2}) 。通過(guò) (H{ctrloutput}(f)) 增益和相位圖確定所需的交叉頻率（ (f{c}) ）增益調(diào)整和必要的相位提升后，可以使用表2中的方程進(jìn)行計(jì)算。需要注意的是，當(dāng) (R{2} ≤ 10 cdot R{esd}) 時(shí)，可能需要對(duì)補(bǔ)償組件值進(jìn)行微調(diào)。

四、總結(jié)

NCV8876作為一款高性能的汽車(chē)級(jí)啟停非同步升壓控制器，具有多種保護(hù)特性和靈活的設(shè)計(jì)參數(shù)，能夠滿足汽車(chē)電子系統(tǒng)在啟停過(guò)程中的電源需求。在設(shè)計(jì)應(yīng)用時(shí)，需要綜合考慮各個(gè)組件的選擇和設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)，以確保系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。希望本文對(duì)電子工程師在使用NCV8876進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)有所幫助，大家在實(shí)際應(yīng)用中遇到問(wèn)題，不妨多參考本文的內(nèi)容，也歡迎在評(píng)論區(qū)分享你的設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)和問(wèn)題。