Other Parts Discussed in Post： DAC34H84

作者：Robert Keller，德州儀器

當今的高速數(shù)模轉換器 （DAC） 通常都包含有許多數(shù)字信號處理模塊，讓其更加易于使用。應論述需要，我們使用了 TI 的 DAC34H84（詳見《參考文獻 1》），它是一款 4 通道、16 位、1250 Msps 的 DAC。這樣做的原因是，它是一種典型的高速數(shù)模轉換器，擁有隔離輸入和 DAC 時鐘域的輸入 FIFO、插值數(shù)字模塊、精細頻率分辨率數(shù)字正交調制、模擬正交調制器校正以及 sin（x）/x 校正（請參見圖 1）。本文將逐一介紹這些特性的功能和作用。

圖 1 DAC34H84 功能結構圖

第一個數(shù)字模塊是插值模塊，它負責增加 DAC 內部數(shù)字信號的采樣速率。一般而言，利用兩倍采樣速率增加步驟，來實現(xiàn)插值。利用在輸入采樣點之間插入零來完成這項工作，其在 fIF 和 FIN – fIF 產生兩個信號。通過一個數(shù)字低通濾波器后，去掉了位于 FIN – fIF 的第二個信號，只在 fIF 留有信號。

使用插值的原因與大多數(shù)高速 DAC 使用的零階保持輸出結構有關。利用零階保持，DAC 根據(jù)時鐘周期初期的數(shù)字采樣對輸出振幅進行相應的設置，然后保持住，直到時鐘周期和下一個輸出采樣末端為止。這樣便產生一種“上樓梯式”的輸出，其頻率響應如方程式 1 表示：

sin（π*fIF/fs）/（?π*fIF/fs） 方程式 1

其中，fIF 為模擬輸出頻率，而 fs 為采樣速率。這種響應具有低通效果（請參見圖 2），其 f = fs/2 時的損耗為 ~ 3.5 dB，并在 fs 倍數(shù)時為零。盡管 DAC 輸出在 N*fs +/- fIF 時會有信號圖像，但較高奈奎斯特 （Nyquist） 區(qū)域的圖像振幅遠低于 fIF 處的信號，從而有更低的信噪比 （SNR），并可能出現(xiàn)明顯的振幅下降。

這便將大多數(shù)應用限制在 fs/2 以下的輸出信號頻率。另外，fIF 處的信號和 fs – fIF 圖像之間的間隔，隨著 fIF 接近 fs/2 而減小，從而讓 DAC 輸出端的模擬濾波器（作用是去除 fs – fIF 多余圖像）難以建立，最終將大多數(shù)應用的 fIF 限制在 fs/3 以下。

圖 2 無插值模塊的 DAC 輸出頻譜

利用 DAC 插值模塊增加 DAC 內部采樣速率，只需讓 DAC 的數(shù)字接口速率 fIN 足夠高，以允許信號帶寬傳輸，并且只需增加少量的額外帶寬便可以擁有插值濾波器過渡頻帶（實信號時 fin 》 2.5*BW，復信號時 fin 》 1.25*BW）。利用插值增加采樣速率，可以讓信號輕松地位于 fs/2 以下。

增加采樣速率的另一個好處是，讓數(shù)字混頻能夠將輸出IF增加至更高頻率。例如，使用 2X 插值，輸出頻率便可高于 fin/2，而如果不使用插值就不可能獲得這一結果（請參見圖 3）。一般而言，復輸入信號使用復混頻器，目的是避免混頻過程中產生圖像?；祛l輸出可以為實 IF 信號，也可以是復 IF 信號，在模擬 IQ 調制器 DAC 之后有效。

圖 3 2X 插值的 DAC 輸出頻譜

將復 DAC 輸出用于模擬正交調制器 （AQM），突出表明了高速 DAC 共有的另一個有用的數(shù)字特性—正交調制器校正模塊。該模塊負責對模擬正交調制器的增益、相位和偏移失衡進行校正，從而改善 AQM 邊帶抑制度和 LO 饋通性。

最后，位于數(shù)字信號鏈末端的是數(shù)字 FIR 濾波器，它負責對首個奈奎斯特區(qū)域的 Sin（x）/x 高低頻規(guī)律性衰減進行補償。在 DAC34H84 實施中，該濾波器可以提供高達 0.4*fDAC 的補償，且誤差低于 0.03dB。

正如本文所述，如 DAC34H84 等高速 DAC 擁有大量的數(shù)字特性。這些特性，通過降低數(shù)據(jù)速率和改善輸出信號特性，讓系統(tǒng)實施變得簡單和容易。

參考文獻

“四通道、16 位、1.25 GSPS 數(shù)模轉換器 （DAC），” DAC34H84 產品說明書， LIT# SLAS751A，2011 年 6 月。

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