在高速串行電路中，隔直電容放到哪里好呢？一些工程師的回答無非會是兩種情況：放到驅(qū)動端或者是放到接收端。

有人說放到接收端，原因是：由于信號從驅(qū)動端通過傳輸線到接收端，期間會造成衰減，上升時間也會延長，當(dāng)信號最終到達(dá)接收端的電容時，大部分的高頻分量已經(jīng)沒有了，反射減少了，因此能有更多的信號到達(dá)接收端。（時域）

一個SI工程師可能會告訴你：對于所有的無源鏈路，鏈路中所有的元素都是互相影響的，整個拓?fù)湟彩怯嘘P(guān)聯(lián)的，不管信號是向前傳還是向后傳都是一樣的。因此，跟電容放哪沒關(guān)系。（頻域）

為了解決這個問題，下邊用簡單的方法，通過時域和頻域的數(shù)據(jù)來分析一下這個問題。以一個簡單的拓?fù)錇槔?，其中包括一段較短的傳輸線，一段較長的傳輸線，幾個過孔以及靠近其中一端的電容，如圖1所示：

圖1 簡單的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖（DC隔直電容靠近接收端）

創(chuàng)建每一個拓?fù)淠Ｐ托枰罅康墓ぷ?，本例中，忽略了?fù)雜的東西，僅使用簡單的集總模型來解釋這個概念。所用的理論同與精確復(fù)雜模型的一樣。

圖2顯示了一致、均勻、無源及因果性的傳輸線的RLGC參數(shù)，傳輸線的特性阻抗為50?，損耗角為0.0016，線寬為3mil，DK值為3.9，傳輸延時在1G時大約為173ps/inch。

圖2 傳輸線阻抗（左圖）；傳輸線的延時（右圖）

過孔賦為簡單的2pf集總并聯(lián)電容的模型，如圖3所示：

圖3 用并聯(lián)電容表示

最后電容賦的模型是串聯(lián)的R-L，代替內(nèi)部寄生參數(shù)，在每個末端加上一個并聯(lián)電容并連到傳輸線上，來表示焊盤和過孔，如圖4所示。

圖4

但是對于電容模型，去掉其中主要的串聯(lián)電容，這有助于建立仿真的DC路徑及進(jìn)一步的TDR信號分析。即使這聽起來有點不可思議，但是大部分高速信號協(xié)議在低于100MHz的時候都是直流平衡編碼。在這些頻率點以上，在適當(dāng)位置加上串聯(lián)電容或者短路的模型跟圖4中的看起來一樣，并且需要在關(guān)注的頻率點加上寄生電感和限流電容。各部分模型建好后，串聯(lián)起來，現(xiàn)在來回答開始的問題，如圖1，我們需要考慮兩件事：

a．Port-1是驅(qū)動端，Port-2是接收端（電容靠近接收端）

b．Port-2是驅(qū)動端，Port-1是接收端（電容靠近驅(qū)動端）

在Port-1上輸入一個脈沖，在Port-2上觀察響應(yīng)，然后反向來（在Port-2上輸入信號，在Port-1上觀察響應(yīng)）。如果第一個人說的對，理論上會有非常大的不連續(xù)，那么我們應(yīng)該可以看到接收端波形的差別。

圖5 時域脈沖（左圖）；前向和后向損耗（右圖）

這里問題來了，圖5中兩種情況下的結(jié)果基本上沒區(qū)別，意味著對于這個拓?fù)浜蛥?shù)來說，電容不論是放到驅(qū)動端還是接收端并沒有影響。那么第二種說法呢？S參數(shù)的相關(guān)性（對于兩端口的無源網(wǎng)絡(luò)，S21=S12），根據(jù)結(jié)果，在這點時域的觀點是錯的，頻域的觀點是正確的。但是，讓我們再進(jìn)一步分析。

圖6顯示了TDR和兩端的回波損耗。通過TDR曲線可以清楚的看到拓?fù)渲械拿恳粋€部分，Port-2距離隔直電容近，比Port-1的TDR不連續(xù)性大的多，類似，在頻域可以看到Port-2的回?fù)p比Port-1差好多。

由于拓?fù)洳粚ΨQ，S11不等于S22，可能由于這個讓人覺得電容的位置會有影響，但是事實是，在這個簡單的例子中，信號向前傳輸或者是向后傳輸是一樣的，如圖5所示。

圖6 TDR曲線（端口1和2）；回波損耗（S11和S22）

那么電容的位置到底有沒有影響？現(xiàn)在創(chuàng)建一個拓?fù)?，總長度保持在11inch，將電容以不同的增量從一端移動到中心，理論上我們應(yīng)該看不到區(qū)別。

圖7在接收端觀察到的上升時間（左圖）；整個脈沖波形，放大了反射（右圖）

從圖7中可以看到一個有趣的現(xiàn)象，當(dāng)電容從驅(qū)動端移動至傳輸線中間時，可以看到以下現(xiàn)象：

1．接收端的信號有變化，證明了電容在傳輸線的不同位置結(jié)果是不同的。

2．但是確定了一個位置時，不管驅(qū)動在左邊還是在右邊，在接收端產(chǎn)生的信號是相同的。

3．當(dāng)將電容從傳輸線的中心位置移動到兩端的時候，可以觀察到兩端之間的反射脈沖在不同時刻。

4．當(dāng)隔直電容分別被放到每一端時，大部分的帶寬都在上升沿，如圖7所示。

事實上簡單的看一下諧振的位置，目測每一個諧振點的起始位置，就可以找到隔直電容在某一端的大概位置。

圖8 每一類長度的1/2諧波

圖8中，通過計算后，到一端的距離為1.3243inch，近似為1inch。3.06inch近似為3inch，5.07inch和6inch近似為5inch。為什么有兩個點都近似為5inch？當(dāng)把電容放到距離一端5inch的地方時，它也是距離另一端6inch的地方，因為總的線長是11inch。在5inch處，可以看到電容兩側(cè)的1/2諧波。

當(dāng)然這些不連續(xù)脈沖會繼續(xù)來回幾次直到傳輸線的自然損耗將其衰減。在計算眼圖時，這些點會干擾后續(xù)的部分，最終大大降低接收端眼圖的質(zhì)量。

那么如果傳輸線上有更多的損耗，這些令人厭煩的諧振又會如何呢？下邊來試一下。

圖9 每一種介質(zhì)損耗的諧振（左圖）；損耗（右圖）

圖9中通過改變介質(zhì)損耗角，可以看一下信號大體上是如何降低的，但是同樣諧振點較小，在很多情況下，可以利用損耗來衰減諧振點。

接下來再進(jìn)一步的試驗，測試前，需要考慮驅(qū)動源及接收端輸入阻抗為50Ohm，完全與傳輸線的阻抗匹配。如果將電容放到驅(qū)動端會發(fā)生什么，同時改變源端阻抗，從40Ohm變到50Ohm，而接收端阻抗保持在50Ohm。

圖10 40ohm和50ohm遠(yuǎn)端阻抗的結(jié)果

從圖10可以看出，正如預(yù)期的那樣，源端阻抗變化時電壓的穩(wěn)態(tài)值，但是不連續(xù)點的大小總體上并沒有受到太大影響，不過并不是說源端和電容的不連續(xù)點不會改變信號的幅度，最終是會的。傳輸線的不連續(xù)性和兩端的不連續(xù)性之間的差異會對上邊提到的1/2諧波幅度產(chǎn)生直接的影響。實際上是由于該值的不連續(xù)，1/2諧波會轉(zhuǎn)化成1/4諧波。

在這個特定的例子下，源端阻抗為40-55歐姆，除了脈沖穩(wěn)定狀態(tài)下的高電平像預(yù)期的一樣變化，從波形的整體上看基本上沒受太大影響。

看一下電容在兩個不同位置時所有的差分阻抗，如圖11所示，可以看出影響這些點的主要是電容的位置，不是驅(qū)動端的阻抗。

圖11 在源端0.1inch處加電容（左圖）；在源端3inch處加電容（左圖）

如果將里邊的電容都去掉，上邊的仿真拓?fù)涠际菍ΨQ的，意味著在兩端均有相同數(shù)量的不連續(xù)點，那么問題是如果拓?fù)洳皇蔷鶆虻臅绾文兀?/span>比如在靠近一端處有個連接器，或者其他東西，為了驗證這個問題，簡單的將一端的過孔加倍。然后同時跑兩個例子，第一個是有隔直電容的，到via4的距離為10inch，第二個的隔直電容到via4的距離為1inch。

從圖12可以看出，這兩個拓?fù)涞慕Y(jié)果從時域和頻域都是不一樣的。當(dāng)隔直電容距離4pf的via（via4）更近時反射比較大。不要認(rèn)為電容距離不連續(xù)性大的一側(cè)就是最差的選擇，可能不是，很難說這對每種情況都適用，僅僅取決于你的拓?fù)浼安贿B續(xù)的類型及如何利用這些不連續(xù)點來放置電容。關(guān)鍵是嘗試通過減小反射來放置電容，從信號角度來看不管接收還是發(fā)送都沒有影響。

圖12 階躍響應(yīng)（左圖）；損耗（右圖）

考慮到其他因素也是很重要的，比如可拆卸接口，熱插拔，短路保護(hù)等等，都會影響放置電容的位置。但是從SI的角度看可以得出結(jié)論：

1.電容的放置應(yīng)當(dāng)盡量降低傳輸線的不連續(xù)?？梢韵胂?，電容的不連續(xù)性越小，產(chǎn)生的反射越小。

2.整體上電容應(yīng)當(dāng)離驅(qū)動端或者接收端較近，距離（Delay）最好小于1/2個UI的的長度，這樣會有利于減小對眼圖的影響，避免眼圖裕量的減少。

3.當(dāng)電容的位置確定了，就不要再考慮拓?fù)涞耐庥^，跟哪端是驅(qū)動端沒關(guān)系。

現(xiàn)在來看最開始的問題，確實我們可以說兩種都是對的：電容在哪沒關(guān)系（從時域角度來分析），但是當(dāng)我們確定了拓?fù)浜?，就不再管?qū)動是在哪端了，只要靠近驅(qū)動或者發(fā)送端即可（頻域）。